Импульсный режим работы электронных устройств

И ЦИФРОВОЕ
ПРЕДСТАВЛЕНИЕ

ПРЕОБРАЗУЕМОЙ
ИНФОРМАЦИИ

Импульсный
режим работы электронного устройства
характерен
резкими изменениями токов и напряжений.
При
этом в промежутках времени между этими
изменени­ями
токи и напряжения меняются сравнительно
мало. Импульсный
режим широко используется в устройствах
как
силовой, так и информативной электроники.

Часто
активные приборы (например, транзисторы)
ус­тройства электроники, работающего
в импульсном режи­ме, используются
как ключи, т. е. основную долю време­ни
находятся или в открытом, или в закрытом
состоянии, и только в течение очень
коротких отрезков времени на-, ходятся
в промежуточном состоянии. Это так
называемый ключевой
режим работы активных приборов. В
соответ­ствии
с этим импульсный и ключевой режимы
иногда отождествляют.
Широкое использование импульсного
режима
объясняется многими его преимуществами.
Им­пульсный
режим устройства силовой электроники
по­зволяет
существенно повысить коэффициент
полезного действия.

Дадим
соответствующие пояснения. Пусть в
устройстве используется
силовой транзистор, работающий в режиме
ключа,
причем в открытом состоянии транзистор
находит­ся
в режиме насыщения (напряжение на
транзисторе мало),
а в закрытом — в режиме отсечки (ток
через тран­зистор
мал). Тогда мощность, идущая на нагрев
транзис­тора,
мала как в его открытом, так и закрытом
состояни­ях.
Эта мощность возрастает в момент
переключения транзистора
из одного состояния в другое. Но процесс
пе­реключения
протекает достаточно быстро, и в среднем
мощность
оказывается малой.

Импульсный
режим работы устройств информативной
электроники
имеет следующие два важнейших
преимуще­ства:

• резко
  повышается помехоустойчивость, так
  как и при
  высоком уровне помех обычно не возникает
  проблемы
  отличить одно состояние схемы от
  другого,
  а именно состояние схемы определяет
  информацию
  о преобразуемом сигнале;

• информация
  о сигнале простым и естественным образом
  представляется в цифровой форме, что
  позволяет
  использовать большие и всё возрастающие
  возможности
  цифровой обработки информации.

3.1.1. Описание
импульсных сигналов

Рассмотрим
основные термины. Обратимся для приме­ра
к идеализированному импульсу, который
называют тра­пецеидальным
(рис. 3.1, а). Участок импульса АВ называ­ют
фронтом, участок ВС — вершиной, участок
CD
— срезом; отрезок времени AD
— основанием. Иногда уча­сток АВ
называют передним фронтом, а участок
CD
— задним
фронтом.

На
рис. 3.1, б приведены другие идеализированные
им­пульсы
характерных форм и даны их названия.

Рис.3.1

Обратимся
к идеализированному, но более сложному
по
форме импульсу (рис. 3.2, а).

Участок
импульса, соответствующий отрицательному
напряжению,
называется хвостом импульса, или
обрат­ным
выбросом.

Для
величин, указанных на рисунке, обычно
исполь­зуют
следующие названия:

t_и
—
длительность импульса;

tф
— длительность фронта импульса;

t_c
— длительность
среза импульса;

t_x
—
длительность хвоста импульса;

U_m
—
амплитуда (высота) импульса;

ΔU—
спад вершины импульса;

U_обр
-амплитуда обратного выброса.

При
определении параметров реальных
импульсов обычно
нет возможности однозначно разделить
импульс на
характерные участки, поэтому в этих
случаях параметры импульсов
определяют исходя из тех или иных
соглашений. Например,
длительности импульса и фронта импульса
час­то
определяют так, как это показано на рис.
3.2, б.

Обратимся
к периодически повторяющимся импульсам(рис.
3.3).

В
этом случае используются следующие
параметры: Т
— период повторения импульсов;

f
=1/T-частота
повторения импульсов;

t_n
— длительность паузы;

Q=T/t_и-скважность
импульсов;

K_з

=1/Q=t_и/T—
коэффициент заполнения.

3.1.2.
Анализ переходных процессов (динамических
режимов) в
импульсных схемах

Задача
анализа переходных процессов является
наибо­лее
важной и характерной для импульсных
схем. Это одна из
наиболее трудных вычислительных задач.
Она состоит в
определении частного решения системы
обыкновенных дифференциальных
уравнений, удовлетворяющего задан­ным
начальным условиям. Это так называемая
задача Коши
для обыкновенных дифференциальных
уравнений. Особенно
сложной задачу делает то обстоятельство,
что указанная
система уравнений для практически
использу­емых схем оказывается
нелинейной из-за проявления не­линейности
характеристик диодов, транзисторов и
т. д. Это
приводит к тому, что для реальных более
или менее сложных схем задача анализа
переходных процессов во всей
полноте может быть решена только численно
при использовании
компьютера.

Однако
следует учитывать, что в современных,
практи­чески
используемых пакетах программ для
анализа элек­тронных схем (Micro-Cap
и др.) численные методы ис­пользуются
не в классической форме, а в особой,
можно сказать,
схемотехнической форме. Такое использование
этих
методов стало результатом глубокого
переосмысле­ния сущности задачи и
взаимосвязи прикладной матема­тики
и электроники. Это наиболее эффективный
совре­менный
профессиональный подход к анализу
переходных процессов
в электронных схемах. Настоятельно
рекомен­дуется выполнять анализ
переходных процессов в реаль­ных
схемах с помощью современных пакетов
программ. Эффективность
таких расчетов исключительно высока.

В
учебных целях для уяснения особенностей
переход­ных
процессов в тех или иных электронных
схемах очень полезно выполнять упрощенный,
ручной анализ динами­ческих
режимов.

При ручном анализе
часто принимают следующие до­пущения:

• электронная
  схема является линейной или квазили­нейной
  (т. е. характеристики элементов схемы
  являются
  кусочно-линейными);

• электронная
  схема является схемой первого порядка
  (т. е. на каждом отрезке времени схема
  описыва­ется
  одним обыкновенным дифференциальным
  уравнением
  первого порядка);

• в
  схеме не нарушаются законы коммутации
  (т. е. предполагается,
  что напряжение на каждом конденсаторе
  и ток каждой катушки индуктивности не
  изменяются
  скачкообразно);

• входные
  сигналы являются постоянными или
  кусочно-постоянными.

Иногда
схему удается разделить на несколько
не свя­занных
между собой частей, каждая из которых
является схемой
первого порядка. Известно, что если
схема явля­ется
схемой первого порядка, а входные сигналы
являют­ся
постоянными, то изменения токов и
напряжений опи­сываются
экспоненциальными функциями. Это
позволяет без громоздких расчетов
изображать временные диаграм­мы
токов и напряжений. При этом нет
необходимости даже
записывать исходные дифференциальные
уравнения.

График
экспоненциальной функции легко
изобразить, зная
начальную точку экспоненты, асимптотический
уро­вень
(т. е. тот уровень, к которому стремится
экспонента) и
постоянную времени, характеризующую
экспоненту.

Начальную
точку экспоненты находят, используя
зако­ны
коммутации. Асимптотический уровень и
постоянную времени
определяют в результате анализа (как
правило, несложного)
схемы.

Для
примера выполним анализ переходного
процесса в
простейшей электронной RC-схеме
при
воздействии на нее
прямоугольного импульса. Это так
называемая задача анализа
прохождения прямоугольного импульса
через простейшую
RC-цепь.
Изобразим анализируемую схему (рис.
3.4, а) и временные диаграммы (рис. 3.4, б),
харак­теризующие переходной процесс.
Рассматриваемая схема характеризуется
постоянной времени τ =RС.
В
этой схе­ме,
естественно, все токи и напряжения
изменяются с одной
и той же постоянной времени.

При
анализе схем первого порядка необходимо
знатьхарактерные
значения экспоненциальных функций.
Изобразим

соответствующие
временные диаграммы (рис. 3.5) для
функций

3.1.3. Цифровое
представление

преобразуемой
информации и
логические состояния

Для
цифрового представления информации
характер­но
полное абстрагирование от особенностей
электричес­ких процессов в электронной
схеме, выполняющей обра­ботку
сигналов.

В
устройствах цифровой электроники в
большинстве случаев
используются сигналы двух уровней —
высокого и
низкого. При этом обычно имеются в виду
уровни на­пряжения,
а не тока. Цифровые схемы конструируют
та­ким образом, чтобы воздействие
некоторого сигнала оп­ределялось не
конкретным значением его напряжения,
а тем, к какому из двух разновидностей
сигналов (высоко­го
или низкого уровня) этот сигнал относится.
Предпола­гается,
что каждый сигнал характеризуется
«разумным» уровнем
напряжения. При конструировании цифровых
схем
предпринимаются все меры к тому, чтобы,
например,

сигнал
высокого уровня был не очень малым и не
очень большим
по напряжению. Если напряжение сигнала
на­ходится
в установленных пределах, то конкретное
значе­ние напряжения практически
никак не влияет на реакцию того
устройства цифровой электроники, на
которое этот сигнал
подан. Такие сигналы принято называть
цифровы­ми.
Сигналы, не являющиеся цифровыми,
называют ана­логовыми.

Изобразим
диаграмму, поясняющую изложенное (рис.
3.6). На этой диаграмме, соответствующей
цифровым схе­мам
транзисторно-транзисторной логики
(ТТЛ), имеющей напряжение
питания 5 В, укажем диапазоны напряжений
для входных и выходных сигналов
(заштрихованные пря­моугольники).
Это такие диапазоны, что сигнал,
оказав­шись
в одном из них, безошибочно квалифицируется
как сигнал высокого или низкого уровня.
Высокому и низко­му уровню сигналов
ставятся в соответствие логические
состояния
1 («истина») и 0 («ложь»). Если высокому
уров­ню сигналов ставится в соответствие
состояние 1, а низ­кому — состояние
0, то говорят о так называемой позитивной

логике.
Если высокому уровню соответствует
со­стояние
0, а низкому — 1, то говорят о так называемой
негативной
логике.

3.2. ТРАНЗИСТОРНЫЕ
КЛЮЧИ

Транзисторный
ключ является основным элементом
устройств
цифровой электроники и очень многих
уст­ройств
силовой электроники. Параметры и
характеристи­ки транзисторного ключа
в очень большой степени опре­деляют
свойства соответствующих схем.
Качественное улучшение
параметров и характеристик транзисторных
ключей
приводит к радикальному улучшению
электрон­ных
устройств и часто сопровождается
пересмотром ис­пользующихся
схемотехнических решений.

Знание
основных особенностей транзисторного
ключа является
обязательным условием при разработке
импуль­сных
силовых устройств. Эти знания оказывают
суще­ственную
помощь и при конструировании устройств
ин­формативной
электроники.

3.2.1.
Ключи на биполярных транзисторах

Изобразим
схему простейшего ключа на биполярном
транзисторе,
включенном по схеме с общим эмиттером,
и соответствующую
временную диаграмму входного напря­жения
(рис. 3.7).

Вначале
рассмотрим работу транзисторного ключа
в установившихся
режимах. До момента времени t₁
эмиттер-ный
переход транзистора заперт и транзистор
находится в
режиме отсечки. В этом режиме i_K
=
—i₆
=I_K0
(I_K0
— обратный
ток коллектора),

i_э
=0. Малым током 1_ко
часто
мож­но пренебречь и считать, что i_K
= i₆
=0.
При этом и_Rб
=

= и_Rк=0;
и_бэ
=
—U₂,
и_кэ
=-Е_кэ

В
промежутке времени t₁…t₂
транзистор открыт. Для того,
чтобы напряжение на транзисторе и_кэ
было мини­мальным,
напряжение U₁
обычно
выбирают так, чтобы транзистор
находился или в режиме насыщения, или
в пограничном
режиме, очень близком к режиму насыще­ния.

Определим токи и
напряжения для рассматриваемого

отрезка
времени:

Ток
коллектора в режиме насыщения обозначим
через 1_кнас
. Таким
образом, 1_кнас
= Е_к/R_к.
Напряжение
в режиме насыщения
у транзисторов разного типа различно.
Обыч­но
оно лежит в пределах 0,08… 1 В.

Для
оценки глубины насыщения пользуются
так назы­ваемым
коэффициентом насыщения q_нac,
показывающим,
во
сколько раз реальный ток базы больше
того минималь­ного
значения тока базы, которое необходимо
для обес­печения
режима насыщения. Очевидно, что минимальный
ток
базы 1_{б.нас.мин}
необходимый
для режима насыщения, определяется
выражением

поэтому

При
выборе значения коэффициента насыщения
для конкретного транзисторного ключа
обычно используют следующие
соображения:

• режим
  насыщения должен быть обеспечен для
  раз­личных
  экземпляров транзисторов выбранного
  типа при
  работе ключа в заданном диапазоне
  температуры;

• увеличение
  тока базы в режиме насыщения уменьшает
  напряжение между коллектором и эмиттером,
  что уменьшает мощность, выделяющуюся
  в выходной
  цепи транзистора, но это уменьшение
  практи­чески
  прекращается при q_нac=3;

• чрезмерное
увеличение тока базы приводит к замет­ному
увеличению мощности, выделяемой во
вход­ной
цепи транзистора.

Кроме
этих соображений, относящихся к
установивше­муся
режиму, учитывают влияние величины тока
базы на длительность
переходных процессов. Чем больше ток
базы,
тем быстрее включается (т. е. входит в
режим насы­щения)
транзисторный ключ, но длительность
переходно­го
процесса выключения транзистора при
этом увеличи­вается. Подробнее эти
вопросы рассматриваются ниже. Часто
величину q_наc
выбирают
из диапазона 1,5…2. Изобразим
временные диаграммы, соответствующие
процессу
включения (рис. 3.8).

Через
и_{бэ.порог}
обозначено
пороговое напряжение меж­ду
базой и эмиттером, которое соответствует
некоторому малому
значению тока базы.

Например,
считают, что напряжение и_{бэ.порог}
соответ­ствует
току базы, в 10 раз меньшему тока 1_{б.нас.мин}.

Через
1_{к.порог}
обозначен
ток коллектора, соответствую­щий
напряжению и_{бэ.порог}.

Интервал
t₁…t₂
называют
интервалом задержки вклю­чения,
интервал t₂….t₃
—
интервалом формирования фрон­та, а
интервал t₃…t₄
—
интервалом накопления заряда. Раз­ность
t₃—t₁
называют
временем включения.

Длительность
интервала формирования фронта
опре­деляется
током базы, током насыщения коллектора
1_к.нас,
величиной
b
транзистора, а также временем жизни
не­основных
носителей в базе.

На
интервале задержки включения изменяются
напря­жения
на эмиттерном и коллекторном переходах,
и поэто­му
изменяются объемные нескомпенсированные
заряды в области
этих переходов. Это находит отражение
в том, что возникают
токи электродов транзистора. Но ток
коллек­тора
на рассматриваемом интервале мал.
Указанное явле­ние
изменения зарядов условно называют
перезарядом барьерных
емкостей эмиттерного и коллекторного
пере­ходов.
Однако не следует забывать, что барьерные
емкос­ти,
как и диффузионные, являются по определению
дифференциальными
емкостями. Поэтому к термину «пе­резаряд»
следует относиться с осторожностью.
Например, если
напряжение между базой и эмиттером
равно нулю, это
Не означает, что некомпенсированный
заряд в обла­сти
эмиттерного перехода равен нулю (а заряд
«обычной» емкости
равен нулю при нулевом напряжении). К
концу интервала
задержки напряжение между базой и
эмиттером увеличивается
до значения и_{бэ.парог}.

На
интервале формирования фронта токи
электродов транзистора
являются значительными. В начале этого
ин­тервала
продолжается изменение напряжения на
эмиттер-ном
переходе. В течение всего интервала
изменяется на­пряжение
на коллекторном переходе. Это вызывает
изме­нение
соответствующих нескомпенсированных
объемных зарядов.
На интервале формирования фронта, кроме
это­го,
происходит накопление неравновесных
носителей электричества
в базе транзистора. Это условно называют
процессом
накопления неосновных носителей. Но
следует учитывать,
что заряд неосновных носителей практически
мгновенно компенсируется зарядом
основных носителей. Подробнее
этот вопрос рассмотрен при изучении
полу­проводникового
диода и явления диэлектрической
релак­сации (релаксации Максвелла).
Чем больше коэффициент насыщения,
тем меньше длительность фронта t_ф.

На
интервале накопления заряда продолжается
накоп­ление
неравновесных носителей электричества.
При этом напряжение
и_кэ
незначительно
уменьшается, а ток коллек­тора
незначительно увеличивается.

Изобразим
временные диаграммы, иллюстрирующие
процесс
выключения (рис. 3.9).

На
рис. 3.9 введены следующие обозначения
интерва­лов
времени:

• t₁…t₂
  —
  рассасывания заряда;

• t₂….t₃
  — формирования
  спада;

• t₃….t₄
  —
  установления.

Разность
t₃
— t₁
называют
временем выключения. На
интервале рассасывания ток базы
отрицательный и ограничивается
резистором R_б.
.Если
пренебречь напряжением и_6э,
то

i₆=-U₂/R_б
. На этом интервале происходит уменьшение
концентрации неравновесных носителей
электричества,
и к концу интервала транзистор выходит
из
режима насыщения. Чем больше коэффициент
насы­щения,
тем больше время рассасывания t_pac.
Чем
больше по модулю ток i₆,
тем
меньше время рассасывания.

На
интервале форсирования спада продолжается
уменьшение
концентрации неравновесных носителей,
ток i_к
значительно
уменьшается, а напряжение на коллектор­ном
переходе и напряжение и_кэ
значительно
возрастает. Изменение
напряжения на коллекторном переходе
при­водит
к изменению объемных нескомпенсированых
заря­дов в области этого перехода
(говорят, что барьерная кол­лекторная
емкость перезаряжается).

На
интервале установления напряжение и_бэ
изменяет­ся
от величины и_{бэ.порог}
до
—U₂.
При
этом изменяются не-скомпенсированные
объемные заряды переходов транзи­стора.

После
момента времени t₃
ток
коллектора становится равным
току базы, эмиттерный переход смещается
в об­ратном
направлении, ток базы быстро уменьшается
по мо­дулю
и становится нулевым.

Количественный
анализ динамических режимов тран­зисторных
ключей настоятельно рекомендуется
выпол­нить с помощью пакетов программ
для машинного ана­лиза
электронных схем (Micro-Cap
V
и др.). Эти пакеты программ
позволяют анализировать переходные
процес­сы
при самых сложных входных сигналах.
Ранее для рас­чета
переходных процессов в транзисторных
ключах при­менялись упрощенные
методики, предполагающие к тому же
использование простых входных сигналов.
В настоящее время
эти методики рекомендуются применять
только в учебных
целях.

Из
изложенного следует, что время включения
ключа можно
уменьшить, увеличивая отпирающий ток
базы. В то
же время увеличивать коэффициент
насыщения неже­лательно,
так как это удлиняет время выключения.
Ана­логично
время выключения можно уменьшить,
увеличи­вая
запирающий (отрицательный) ток базы.

Представим
схему транзисторного ключа с форсирую­щим
конденсатором, который увеличивает
положитель­ную
и отрицательную амплитуды тока базы и
тем самым повышает быстродействие (рис.
3.10). Работу ключа пояс­няют
временные диаграммы. Подобные схемы
широко ис­пользуются
на практике.

3.2.2. Ненасыщенные
ключи

на биполярных
транзисторах

Одним
из способов повышения быстродействия
явля­ется
предотвращение насыщения транзистора.
Это, как отмечалось
выше, уменьшает время рассасывания.
Важно учитывать,
что предотвращение насыщения обычно
дос­тигается
не уменьшением отпирающего базового
тока, так как
этот способ предотвращения насыщения
имеет суще­ственные
недостатки. Во-первых, если ориентироваться
на уменьшение тока базы, то придется
принять меры по точной
регулировке этого тока. Иначе ключ на
одном эк­земпляре
транзистора, имеющего малый коэффициент
р, не
будет полностью открываться, а ключ на
другом экзем­пляре
транзистора, имеющего большой коэффициент
р, все-таки
будет входить в режим насыщения.
Во-вторых, работа
ключа может оказаться нестабильной.
Например, су­щественное
дестабилизирующее воздействие может
оказать температура.
В-третьих, длительность фронта импульса
будет
значительной.

Вначале
рассмотрим идеализированную схему
ненасы­щенного ключа (рис. 3.11, а),
принцип действия которо­го легко
понять. Напряжение смещения U_см
должно
быть порядка 0,4…0,6 В. До тех пор, пока
режим работы тран­зистора не приближается
к режиму насыщения, диод VD
остается
закрытым и весь ток источника входного
сигна­ла поступает в базу транзистора,
вызывая его быстрое от­пирание.
На границе активного режима и режима
насы­щения
напряжение и_кб
оказывается
близким к нулевому, и

диод
начинает открываться. После этого часть
тока источ­ника
входного сигнала ответвляется в цепь
диода, ток базы уменьшается,
и транзистор не входит в режим насыщения.
Таким
образом, в схеме имеет место нелинейная
отрица­тельная
обратная связь по напряжению. В таких
схемах должны
использоваться высокочастотные диоды.

Очень
хорошие результаты дает использование
диодов Шоттки
(рис. 3.11, б). При рассмотрении этих диодов
от­мечалось, что они отличаются большим
быстродействием и
малым падением напряжения (время
восстановления может
быть порядка 0,1 нс и меньше, напряжение
отпи­рания около 0,25 В). При использовании
диодов Шоттки источники
напряжения смещения не требуются.
Биполяр­ный
транзистор с диодом Шоттки стали называть
«тран­зистор
Шоттки» и обозначать, как показано на
рис. 3.11, в.

Кроме
достоинств, следует иметь в виду и
следующие недостатки
ненасыщенных ключей:

• повышенное
  напряжение на открытом ключе;

• пониженная
  помехоустойчивость;

• пониженная
  температурная стабильность.
  Несмотря
  на указанные недостатки, ненасыщенные
  ключи
  широко используются на практике.

3.2.3.
Аналоговые коммутаторы (аналоговые
ключи) на
биполярных транзисторах

Выше
рассмотрены ключи, в выходных цепях
которых используются
источники постоянного напряжения
(ис­точники питания). Назначение таких
ключей состоит в том,
чтобы создать на выходе или напряжение,
близкое к нулю
(когда ключ открыт), или напряжение,
близкое к напряжению
питания (когда ключ закрыт, а ток,
потреб­ляемый
нагрузкой, подсоединенной к ключу,
достаточно мал).
Такая работа характерна для ключей
цифровой элек­троники
(их называют цифровыми ключами) и силовой
электроники.

В
информативной электронике используются
также и ключи, имеющие другое назначение.
Оно состоит в том, чтобы
соединять или рассоединять источник
входного, содержащего
информацию аналогового сигнала и
прием­ник этого сигнала. Такие ключи
принято называть анало­говыми.
Их также называют аналоговыми
коммутаторами.

Рассмотрим
простейшие схемы аналоговых ключей на
биполярных
транзисторах. На рис. 3.12, а представлена
схема
с общим эмиттером. Изобразим выходные
характе­ристики
транзистора для прямого и инверсного
включе­ния
в области, близкой к началу координат
(рис. 3.12, б).

Через
и_вх
обозначено
входное напряжение, которое в зависимости
от управляющего сигнала и_упр
подается
или не подается
на нагрузку R_H.
Напряжение
и_вх
может быть как положительным, так и
отрицательным. Если и_ех
> 0,
то рассматриваемый
аналоговый ключ работает так же, как
изученный
ключ с постоянным напряжением питания.
Если
и_вх
< 0,
транзистор работает в инверсном режиме.

Одним
из недостатков биполярного транзистора
с точ­ки
зрения применения его в аналоговых
ключах является то,
что выходные характеристики не проходят
через нача­ло координат. Вследствие
этого ток i_к
и
напряжение и_вых
будут
равны нулю не тогда, когда и_вх
= 0, а при некотором положительном входном
напряжении U.
Напряжение
U
обычно
составляет 10… 100 мВ. Это напряжение
называ­ют
остаточным или напряжением смещения.

На
практике для уменьшения величины U
транзистор
включают
так, чтобы роль эмиттера играл коллектор,
а роль
коллектора — эмиттер. Изобразим
соответствующие характеристики
и схему, которую иногда назьгеают схемой
с
общим эмиттером при инверсном включении
транзис­тора
(рис. 3.13).

Из-за
несимметрии структуры транзистора,
различия в концентрациях примесей в
различных его областях оста­точное
напряжение для инверсного включенияU_инв
обыч­но
значительно меньше напряжения U.
Часто
U_инв
состав­ляет
1…5мВ. Но, используя инверсное включение,
следует помнить,
что максимально допустимое запирающее
на­пряжение
эмиттерного перехода обычно значительно
меньше
соответствующего напряжения для
коллекторно­го
перехода.

Обратимся
к третьей простейшей схеме — схеме с
об­щим коллектором (рис. 3.14). Можно
заметить, что пос­ледняя
схема фактически повторяет предыдущую,
отлича­ясь
только условно-положительными
направлениями токов
и напряжений. Подобным образом соотносятся
и характеристики.

Рассмотрим
компенсационный аналоговый ключ на
биполярных
транзисторах. С целью уменьшения
напряже­ния
на открытом ключе используют
последовательное включение
одинаковых транзисторов. Промышленность
выпускает интегральные схемы, содержащие
пары транзисторов,

предназначенные
для такого использования. Изобразим
принципиальную схему интегральной
микро­схемы 101КТ1А (рис. 3.15). Такие
устройства называют также прерывателями.
Изобразим схему аналогового клю­ча
на основе такой микросхемы (рис. 3.16).
Входной сиг­нал
и_ех
может
быть постоянным любой полярности или
переменным.
Управляющий сигнал передается через
трансформатор.

Пусть
в некоторый момент времени имеют место
те по­лярности
входного напряжения и напряжения на
вторич­ной
обмотке трансформатора, которые указаны
без ско­бок,
тогда транзисторы будет открыты и
входной ток i_ex
будет
положительным. Транзистор Т₁
будет работать в нор­мальном
режиме, причем он включен по схеме с
общим коллектором.
В соответствии с приведенными выше
ха­рактеристиками
в режиме насыщения и_кэ1
< 0. Транзистор
Т₂
будет
работать в инверсном режиме. В соответствии
с приведенными
выше характеристиками для схемы с об­щим
эмиттером при инверсном включении и_эк2>
0. Таким
образом,
остаточные напряжения на транзисторах
будут взаимно
компенсироваться. Поэтому такие
аналоговые

ключи
называют компенсированными. Благодаря
этому общее
напряжение на транзисторах оказывается
очень малым.
Для указанной микросхемы это напряжение
не бо­лее
100 мкВ.

Для
уяснения особенностей работы схемы
полезно учи­тывать
сделанное выше замечание о том, что
используе­мые
в рассматриваемом ключе простейшие
схемы факти­чески
совпадают. В случае такой полярности
напряжения на
вторичной обмотке трансформатора,
которая указана в
скобках, ключ будет закрыт. Для данной
микросхемы ток утечки
не более 40 нА. Максимальный ток открытого
клю­ча — 10 мА.

Компенсированные
транзисторные ключи входят в со­став
различных микросхем серий 124, 129, 162.

3.2.4. Ключи на полевых
транзисторах

Ключи
на полевых транзисторах широко
используют­ся
для коммутации аналоговых и цифровых
сигналов.

В
аналоговых ключах обычно используют
транзисторы с
управляющим p-n-переходом
или МДП-транзисторы с индуцированным
каналом. В цифровых ключах обычно
используют
МДП-транзисторы с индуцированным
кана­лом.
В последнее время полевые транзисторы
все чаще используют
в силовой импульсной электронике.

Ключи
на полевых транзисторах отличаются
малым остаточным
напряжением. Они могут коммутировать
сла­бые сигналы (в единицы микровольт
и меньше). Это след­ствие
того, что выходные характеристики
полевых тран­зисторов
проходят через начало координат.

Для
примера изобразим выходные характеристики
транзистора
с управляющим переходом и каналом р-типа
в
области, прилегающей к началу координат
(рис. 3.17). Обратим
внимание, что характеристики в третьем
квадранте

соответствуют
заданным напряжениям между затво­ром
и стоком.

Однако
минимальное сопротивление включенного
ключа
на полевом транзисторе может быть
больше, чем ключа
на биполярном транзисторе (т. е. наклон
самой кру­то
поднимающейся характеристики полевого
транзисто­ра
может быть меньше, чем наклон соответствующей
ха­рактеристики
на биполярном транзисторе). Поэтому при
значительном
токе падение напряжения на полевом
тран­зисторе может быть больше, чем
падение напряжения на биполярном
транзисторе.

Иногда
остаточным напряжением на ключе называют
не
то напряжение, которое соответствует
нулевому току, а
то, которое соответствует некоторому
значительному току
ключа. Это нужно иметь в виду, чтобы
понять смысл на первый взгляд
парадоксального утверждения,
встреча­ющегося у некоторых авторов
и состоящего в том, что ос­таточное
напряжение ключей на полевых транзисторах
больше,
чем ключей на биполярных транзисторах,
и поэтому
«полевой транзистор обладает худшими
ключевы­ми свойствами по сравнению
с биполярным». Кстати бу­дет
сказать, что наличие подобных на первый
взгляд про­тиворечивых
утверждений полезно воспринимать как
знак того,
что выбор конкретного решения (в данном
случае выбор
для коммутации полевого или биполярного
тран­зистора) следует осуществлять
на основе всестороннего анализа.

В
статическом состоянии ключ на полевом
транзисто­ре потребляет очень малый
ток управления. Однако этот ток
увеличивается при увеличении частоты
переключения. Очень
большое входное сопротивление ключей
на поле­вых транзисторах фактически
обеспечивает гальваничес­кую
развязку входных и выходных цепей. Это
позволяет обойтись без трансформаторов
в цепях управления. Клю­чи на полевых
транзисторах часто менее быстродейству­ющие
в сравнении с ключами на биполярных
транзисто­рах.

Изобразим
схему цифрового ключа на МДП-транзис-торе
с индуцированным каналом n-типа
и резистивной нагрузкой
и соответствующие временные диаграммы
(рис. 3.18).
На схеме изображена емкость нагрузки
С_н,
модели­рующая
емкость устройств, подключенных к
транзистор­ному
ключу. Очевидно, что при нулевом входном
сигнале транзистор
заперт и и_сн
=
E_с.
Если напряжение и_вх
больше порогового
напряжения U_{зи.порог}
транзистора,
то он откры­вается
и напряжение и_си
уменьшается.

Ключи
на полевых транзисторах с управляющим
р-п-переходом
входят в состав различных микросхем
серий 284,
504 и др..

Напряжение
на ключе в его включенном состоянии
U_вкл
зависит
от сопротивления стока R_c,
величины
входного сигнала и особенностей стоковых
характеристик транзи­стора.
Скорость изменения напряжения на выходе
опре­деляется
сопротивлением R_c,
емкостью
С_н
и
частотными свойствами
транзистора.

Изобразим
схему цифрового ключа на МДП-транзисторе
с нагрузочным МДП-транзистором (с
динамической нагрузкой)
(рис. 3.19). Отметим, что при использовании
интегральной
технологии такой ключ, как ни странно
на первый взгляд, изготовить проще в
сравнении с рассмот­ренным
выше, имеющим нагрузочный резистор.
Транзи­стор
Т₁
называют
активным, а транзистор Т₂
—
нагрузоч­ным.

Вначале
рассмотрим закрытое состояние ключа.
Приэтом
и_вх<
U_зи.nopoгl
,где
U_зи.nopoгl
—
пороговое напряжение для транзистора
T_1.

В
этом случае транзистор Т₁
закрыт
и через оба тран­зистора
протекает очень малый ток (обычно не
более 1
нА). При этом напряжение и_си1
близко
к напряжению Е_с,
а
напряжение и_си1
близко
к нулю. В рассматриваемом со­стоянии
транзистор Т₂
также
закрыт, хотя напряжение между
затвором и истоком этого транзистора
положитель­но
(очевидно, что и_зи2
=
и_си2).
Но соотношение между па­раметрами
транзисторов обеспечивается именно
такое, чтобы
в закрытом состоянии ключа выполнялось
соотно­шение
и_си1
=
Е_с.
По крайней мере очевидно, что напря­жение
и_си2
не
может быть больше порогового напряжения
U_зu.nopoe2
для
транзистора Т₂,
иначе
бы транзистор Т₂
от­крылся
и напряжение на нем уменьшилось.

Теперь
рассмотрим открытое состояние ключа.
При этом
и_вх>и_{зи.пврог1}.
Транзистор
Т₁
открыт
и напряжение и_си1
близко
к нулю, а напряжение на транзисторе Т₂
близко
к напряжению
питания. В рассматриваемом состоянии
транзистор
Т₂
также
открыт, при этом и_зи2
= и_си2
=
Е_с.
Но
транзисторы
конструируют таким образом, чтобы
удель­ная
крутизна транзистора Т₂
была
намного меньше, чем удельная
крутизна транзистора T₁
.Именно
поэтому в от­крытом состоянии ключа
и_си1
= 0 (часто это напряжение лежит в пределах
50…100 мВ). Так как удельная крутизна

транзистора
Т₂
мала,
ток, протекающий через открытый ключ,
сравнительно мал.

Изобразим
схему цифрового ключа на комплементар­ных
МДП-транзисторах (комплементарный
МДП-ключ, КМОП-ключ)
(рис. 3.20). Здесь использованы
взаимодо­полняющие
друг друга (комплементарные) транзисторы:
транзистор
Т,
с
каналом n-типа
и транзистор Т₂
с
кана­лом
p-типа.
Обозначим через U_{зи.порог1}
и
U_{зи.порог2}
пороговые
напряжения для транзисторов соответственно
Т₁
и
Т₂.
Стоит
обратить внимание, что каждое из указанных
поро­говых
напряжений является положительным.

Пусть
и_вх=
0,
тогда, очевидно, транзистор T₁
закрыт,
а транзистор Т₂
открыт.
При этом и_сн1
= Е_с,
и_ис2
= 0.
Если и_ех
>
U_{зи.порог1l},
тогда
транзистор Т₁
открыт.
Пусть, кроме того,

и_вх>Е_с—
U_{зи.порог2},
тогда
транзистор Т₂
закрыт.
При этом и_си1
=0,
и_ис2=Е_с.

Надо
отметить, что если Е_с
< U_{зи.порог1}
+ U_{зи.порог2},
то
при изменении
входного сигнала не возникает ситуация,
ког­да
оба транзистора включены. Но если данное
неравенство не
выполняется, то такая ситуация будет
иметь место при некотором промежуточном
напряжении и_ех,
и
тогда через транзисторы
протекает так называемый сквозной ток.
Если
длительность переднего фронта и
длительность среза (заднего
фронта) входного импульса мала, то
сквозной ток

протекает
короткое время, но и в этом случае он
оказы­вает
негативное влияние на работу схемы.

Как
следует из изложенного, в каждом из двух
устано­вившихся
режимов, т. е. и в открытом, и в закрытом
состо­янии,
ключ практически не потребляет ток от
источника питания.
Это первое важное достоинство
комплементар­ного
ключа. Вторым важным достоинством
комплемен­тарного
ключа является резкое отличие выходного
напря­жения в открытом состоянии
ключа (единицы микровольт и
менее) и выходного напряжения в закрытом
состоянии (это
напряжение меньше напряжения питания
всего лишь на
единицы микровольт и менее). Это
обеспечивает вы­сокую
помехоустойчивость цифровых схем на
комплемен­тарных
ключах.

Третьим
важным достоинством комплементарного
ключа
является его повышенное быстродействие.
Оно может
быть на порядок больше, чем у двух других
ранее изученных
ключей на полевых транзисторах. Повышенное
быстродействие
объясняется тем, что как разряд емкости
С_н,
так
и ее заряд происходит через соответствующий
от­крытый
транзистор (емкость разряжается через
транзис­тор
T₁
и
заряжается через транзистор Т₂).
При
этом в на­чале
заряда или разряда через соответствующий
транзистор
протекает большой ток, который быстро
изме­няет
напряжение емкости. Естественно
предположить, что входной
сигнал поступает от такого же ключа, т.
е. или и_вх=0,
или и_вх=
Е_с.
В
этом случае, чем больше напряжение
питания
Е_с,
тем
больше отпирающий сигнал на соответ­ствующем
транзисторе и тем больше его начальный
ток (к примеру,
при и_вх=0,
и_из2=
Е_с).
Поэтому
при увеличении на­пряжения
питания быстродействие комплементарного
ключа
увеличивается.

Описанные
достоинства, а также отработанность
тех­нологии
изготовления явились причиной широкого
ис­пользования
КМОП-ключей.

Рассмотрим
простейшую схему аналогового ключа на
МДП-транзисторе
(рис. 3.21). Эта схема получается из
предыдущей
при замене транзистора Т₁
резистором
на­грузки,
а источника питания — источником
входного сиг­нала.

Подложка
транзистора подключена к положительному
полюсу
источника питания, т. е. к точке с
наибольшим потенциалом,
для того чтобы p-n-переходы
между под­ложкой
и истоком и подложкой и стоком не
открывались.

Транзистор
этого аналогового ключа работает подобно
тому,
как работает транзистор Т₂
рассмотренного
компле­ментарного
ключа. Например, для отпирания транзисто­ра
необходимо, чтобы напряжение и_упр
было малым.

Ключ
может коммутировать как положительное,
так и отрицательное
входное напряжение.

Рассмотрим
теперь двунаправленный аналоговый ключ(передающий
вентиль) на комплементарных транзисторах
(рис.
3.22). Ключ предназначен для передачи
напряжения и_а
с
вывода А на вывод В или напряжение и_ь
с
вывода В на
вывод А. Предполагается, что эти напряжения
находят­ся
в пределах от 0
до
+Е_п.
Транзисторы
Т₁
и Т₂
образуют
рассмотренный
выше комплементарный ключ. Двуна­правленный
ключ открыт, когда и_упр=
+Е_n.
В
этом случае по
крайней мере один из транзисторов Т₃
и
Т₄
открыт.
Ключ
закрыт, когда и_упр=
0.

Если
схему изменить и на затворы транзисторов
Т₃
и
Т₄
подавать
не только положительные, но и отрицательные
напряжения,
то ключ будет в состоянии работать не
толь­ко
при положительных, но и отрицательных
напряжени­ях
и_а
и
и_b
.

Ключи
на полевых транзисторах с изолированным
за­твором
входят в состав микросхем серий 168, 547 и
др., а на комплементарных транзисторах
— в состав микросхем серий 590, 591, 176, 561,
1564.

3.3. ЛОГИЧЕСКИЕ
ЭЛЕМЕНТЫ

Логический
элемент (логический вентиль) — это
элек­тронная
схема, выполняющая некоторую простейшую
логическую
операцию. На рис. 3.23 приведены примеры
условных
графических обозначений некоторых
логичес­ких
элементов.

Логический
элемент может быть реализован в виде
от­дельной
интегральной схемы. Часто интегральная
схема содержит
несколько логических элементов.

Логические
элементы используются в устройствах
циф­ровой
электроники (логических устройствах)
для выпол­нения
простого преобразования логических
сигналов.

3.3.1.
Классификация и основные параметры

Рассмотрим
наиболее широко используемую истори­чески
сложившуюся классификацию. Она построена
и с учетом
того, какие электронные приборы являются
основ­ными
в соответствующих интегральных схемах,
и с учетом особенностей
использованных схемотехнических
реше­ний.

Выделяются
следующие классы логических элементов
(так
называемые логики):

• резисторно-транзисторная
  логика (РТЛ);

• диодно-транзисторная
  логика (ДТЛ);

• транзисторно-транзисторная
  логика (ТТЛ);

• эмиттерно-связанная
  логика (ЭСЛ);

• транзисторно-транзисторная
  логика с диодами Шоттки
  (ТТЛШ);

• логика
  на основе МОП-транзисторов с каналами
  типа
  р
  (р-МДП);

• логика
  на основе МОП-транзисторов с каналами
  типа
  п
  (п
  -МДП);

• логика
  на основе комплементарных ключей на
  МДП-транзисторах
  (КМДП, КМОП);

• интегральная
  инжекционная логика И²Л;

• логика
  на основе полупроводника из арсенида
  гал­лия
  GaAs;

В
настоящее время наиболее широко
используются следующие
логики: ТТЛ, ТТЛШ, КМОП, ЭСЛ. Устарела и
практически не используется РТЛ. Для
разрабатываемых в
настоящее время устройств можно
рекомендовать ис­пользовать
КМОП-логику, а также логику на основе
GaAs.

Логические
элементы и другие цифровые электронные
устройства
выпускаются в составе серий микросхем.
Се­рия
микросхем — это совокупность микросхем,
характе­ризуемых
общими технологическими и схемотехнически­ми
решениями, а также уровнями электрических
сигналов и
напряжения питания.

Приведенная
классификация охватывает не только
соб­ственно
логические элементы, но и другие цифровые
ус­тройства,
в том числе микропроцессорные. Однако
здесь следует
учитывать, что при производстве сложных
цифро­вых
устройств некоторые логики не
использовались и не используются.

Приведем
примеры серии микросхем: ТТЛ — К155,
КМ155, К133, КМ133; ТТЛШ — 530, КР531, КМ531, КР1531,
533, К555, КМ555, 1533, КР1533; ЭСЛ — 100, К500, К1500;
КМОП — 564, К561, 1564, КР1554; GaAs
-К6500;

Каждая
серия микросхем, несмотря на то, что она
обычно
содержит самые разнообразные цифровые
устрой­ства,
характеризуется некоторым набором
параметров, дающих
достаточно подробное представление об
этой се­рии.
При определении этих параметров
ориентируются именно
на логические элементы — простейшие
устройства серии
микросхем. В соответствии с этим говорят
о пара­метрах
не серии микросхем, а о параметрах
логических элементов данной серии.

Рассмотрим наиболее
важные из параметров.

Быстродействие
характеризуют временем задержки
распространения
сигнала t_зр
и
максимальной рабочей ча­стотой F_мaкс.
Обратимся к идеализированным временным
диаграммам, соответствующим элементу
НЕ (инвертору) (рис. 3.24). Через U_вхl
и
U_выxl
обозначены
уровни входного и
выходного напряжений, соответствующие
логической единице,
а через U_вх0
и U_выx0
—
соответствующие логичес­кому
нулю. Различают время задержки t_зр10
распростране­ния
при переключении из состояния 1 в
состояние 0 и при переключении из
состояния 0 в состояние 1 — t_зр01
,а
так­же среднее время задержки
распространения t_зр
,причем
t_зр=0,5(t_зр10+t_зр01).
Время задержки принято определять по
перепадам уровней 0,5ΔU_вх
и
0,5ΔU_выx.
Максимальная
ра­бочая частота F_мaкс
— это частота, при которой сохраня­ется
работоспособность схемы.

Нагрузочная
способность характеризуется коэффици­ентом
объединения по входу К_об
и коэффициентом развет­вления
по выходу K_раз
(иногда используют термин «ко-

эффициент
объединения по выходу»). Величина К_о6
— это число логических входов, величина
К_раз
— максимальное число однотипных
логических элементов, которые могут
быть подключены к выходу данного
логического элемен­та. Типичные
значения их таковы: К_о6
= 2…8, К_раз
= 4…10. Для
элементов с повышенной нагрузочной
способностью К_раз
= 20…30.

Помехоустойчивость
в статическом режиме характери­зуют
напряжением U_пст,
которое называют статической
по­мехоустойчивостью. Это такое
максимально допустимое напряжение
статической помехи на входе, при котором
еще
не происходит изменение выходных уровней
логичес­кого
элемента.

Важным
параметром является мощность, потребляемая
микросхемой
от источника питания. Если эта мощность
раз­лична
для двух логических состояний, то часто
указывают среднюю потребляемую мощность
для этих состояний.

Важными являются
также следующие параметры:

• напряжение питания;

• входные
  пороговые напряжения высокого и низкого
  уровня U_{вх1.порог}и
  U_вх.0nopor,
  соответствующие
  изменению
  состояния логического элемента;

• выходные
  напряжения высокого и низкого уровней
  U_вых1
  и
  U_вых0.

Используют и другие
параметры.

3.3.2.
Особенности выходных каскадов цифровых
микросхем

Часто
возникает необходимость подключения
выходовнескольких
цифровых микросхем к одной нагрузке.
Одним из
способов объединения выходов является
использование в
выходных каскадах микросхем транзисторов,
один из выводов
которых (коллектор, эмиттер, сток, исток)
нику­да
не подключен. Такой вывод называют
открытым.

Покажем
схематически (рис. 3.25), как объединяются
выходы микросхем с открытым коллектором.
Такую схе­му
называют «монтажным (проводным) ИЛИ».

Если
открытым является коллектор транзистора
п-р-п-типа,
эмиттер
транзистора р-n-р-типа,
сток транзи­стора
с каналом n-типа,
исток транзистора с каналом р-типа,
то вывод обозначают символом Q.
. Если
откры­тым
является коллектор транзистора
р-п-р-типа,
эмиттер
транзистора
п-р-п-типа,
сток транзистора с каналом р-типа,
исток транзистора с каналом и-типа,
вывод обозна­чают
символом О.

Выходные
каскады некоторых микросхем могут
рабо­тать
в таком режиме, когда микросхема
оказывается фак­тически
отключенной от нагрузки. Это так
называемое третье
(высокоимпедансное) состояние микросхемы.
Ис­пользование
третьего состояния является еще одним
спо­собом
объединения выходов микросхем, который
широ­ко
используется в вычислительной технике,
при подключении
к общей шине многих устройств. Приведем
фрагмент
схемы, поясняющей возникновение третьего
состояния
(рис. 3.26). Если оба транзистора закрыты,
то микросхема
и нагрузка фактически являются
разъединен­ными.
Наличие третьего состояния обозначают
символом ◊.

При
использовании в едином цифровом
устройстве микросхем
различных серий, и в особенности различных
логик, может возникнуть проблема
согласования уровней входных
и выходных напряжений. Для указанных
целей производятся
специальные микросхемы, которые называ­ют
преобразователями уровня сигналов.

3.3.3. Особенности
логических

элементов различных
логик

Для
конкретной серии микросхем характерно
исполь­зование
типового электронного узла — базового
логичес­кого
элемента. Этот элемент является основой
построения самых
разнообразных цифровых электронных
устройств.

Ниже рассмотрим
особенности базовых логических эле­ментов
различных логик.

Элементы
транзисторно-транзисторной логики.
Харак­терной
особенностью ТТЛ является использование
мно-гоэмиттерных транзисторов. Эти
транзисторы сконструи­рованы
таким образом, что отдельные эмиттеры
не оказывают
влияния друг на друга. Каждому эмиттеру
со­ответствует
свой p-n-переход.
В первом приближении многоэмиттерный
транзистор может моделироваться схе­мой
на диодах (см. пунктир на рис. 3.27).

Упрощенная
схема ТТЛ-элемента приведена на рис.
3.27.
При мысленной замене многоэмиттерного
транзис­тора
диодами получаем элемент диодно-транзисторной
логики
«И-НЕ». Из анализа схемы можно сделать
вывод, что
если на один из входов или на оба входа
подать низ­кий
уровень напряжения, то ток базы транзистора
Т₂
бу­дет равен нулю, и на коллекторе
транзистора Т₂
будет вы­сокий
уровень напряжения. Если на оба входа
подать высокий
уровень напряжения, то через базу Т₂
транзисто­ра
будет протекать большой базовый ток и
на коллекторе транзистора
Т₂
будет низкий уровень напряжения, т. е.

данный
элемент реализует функцию И-НЕ:и_вых
= и₁
и₂
. Базовый
элемент ТТЛ содержит многоэмиттерный
транзистор,
выполняющий логическую операцию И, и

сложный
инвертор (рис. 3.28). Если на один или оба
вхо­да
одновременно подан низкий уровень
напряжения, то многоэмиттерный
транзистор находится в состоянии
на­сыщения и транзистор Т₂
закрыт, а следовательно, закрыт и
транзистор Т₄,
т. е. на выходе будет высокий уровень
на­пряжения. Если на обоих входах
одновременно действует высокий
уровень напряжения, то

транзистор
Т₂
открыва­ется
и входит в режим насыщения, что приводит
к открытию и
насыщению транзистора Т₄
и запиранию транзис­тора
Т₃,
т. е. реализуется функция И-НЕ.

Для
увеличения быстродействия элементов
ТТЛ ис­пользуются
транзисторы с диодами Шоттки (транзисторы
Шоттки).

Базовый
логический элемент ТТЛШ (на примере
серииК555).
В
качестве базового элемента серии
микросхем К555
использован элемент И-НЕ. На рис. 3.29,а
изобра­жена
схема этого элемента, а условное
графическое обо­значение
транзистора Шоттки приведено на рис.
3.29,б. Такой
транзистор эквивалентен рассмотренной
выше паре из
обычного транзистора и диода Шоттки.
Транзистор VT4
— обычный биполярный транзистор.

Если
оба входных напряжения и_вх1
и
и_вх2
имеют
высо­кий
уровень, то диоды VD3
и VD4
закрыты, транзисторы VT1,
VT5
открыты и на выходе имеет место напряжение
низкого
уровня. Если хотя бы на одном входе
имеется напряжение
низкого уровня, то транзисторы VT1
и VT5
закрыты, а транзисторы VT3
и VT4
открыты, и на входе имеет
место напряжение низкого уровня. Полезно
отме­тить,
что транзисторы VT3
и VT4
образуют так называе­мый
составной транзистор (схему Дарлингтона).

Микросхемы
ТТЛШ серии К555 характеризуются сле­дующими
параметрами:

• напряжение питания
  +5 В;

• выходное
  напряжение низкого уровня — не более
  0,4 В;

• выходное
  напряжение высокого уровня — не менее
  2,5 В;

• помехоустойчивость
  — не менее 0,3 В;

• среднее время
  задержки распространения сигнала —20
  нс;

• максимальная
  рабочая частота — 25 МГц.

Микросхемы
ТТЛШ обычно совместимы по логичес­ким
уровням, помехоустойчивости и напряжению
пита­ния
с микросхемами ТТЛ. Время задержки
распростране­ния
сигнала элементов ТТЛШ в среднем в два
раза меньше по
сравнению с аналогичными элементами
ТТЛ.

Особенности
других логик. Основой
базового логическо­го
элемента ЭСЛ является токовый ключ.
Схема токового ключа (рис. 3.30) подобна
схеме дифференциального уси­лителя.
Необходимо обратить внимание на то, что
микро­схемы
ЭСЛ питаются отрицательным напряжением
(к примеру,
—4,5 В для серии К1500). На базу транзистора
VT2
подано отрицательное постоянное опорное
напряже­ние U_оп.
.Изменение
входного напряжения и_вх1
приводит к перераспределению
постоянного тока /_эо,
заданного со­противлением
R_э
между транзисторами, что имеет след­ствием
изменение напряжений на их коллекторах.
Тран­зисторы
не входят в режим насыщения, и это
является одной
из причин высокого быстродействия
элементов ЭСЛ.

Микросхемы серий
100, 500 имеют следующие пара­метры:
напряжение питания- -5,2 В; потребляемая
мощ­ность — 100 мВт; коэффициент
разветвления по выходу — 15; задержка
распространения сигнала — 2,9 нс.

В
микросхемах n-МОП
и р-МОП
используются
ключи соответственно
на МОП-транзисторах с n-каналом
и ди­намической
нагрузкой (рассмотрены выше) и на
МОП-транзисторах
с p-каналом.

В
качестве примера рассмотрим элемент
логики п-МОП,
реализующий функцию ИЛИ-НЕ (рис. 3.31). Он
состоит
из нагрузочного транзистора Т₃
и двух управляю­щих
транзисторов Т₁
и Т₂.
Если оба транзистора Т₁
и
Т₂
закрыты,
то на выходе устанавливается высокий
уровень

напряжения.
Если одно или оба напряженияи₁
и и₂
име­ют
высокий уровень, то открывается один
или оба тран­зистора
Т₁
и Т₂
и на выходе устанавливается низкий
уро­вень
напряжения, т. е. реализуется функция
и_вых
=и₁+и₂
. Для
исключения потребления мощности
логическим элементом
в статическом состоянии используются
комп­лементарные
МДП — логические элементы (КМДП или
КМОП-логика).
В микросхемах КМОП используются
комплементарные
ключи на МОП-транзисторах. Они от­личаются
высокой помехоустойчивостью. Логика
КМОП является
очень перспективной. Рассмотренный
ранее комплементарный
ключ фактически является элементом НЕ
(инвертором).

Рассмотрим
КМОП — логический элемент, реализую­щий
функцию ИЛИ-НЕ (рис. 3.32). Если входные
напря­жения
имеют низкие уровни (и, и и₂
меньше порогового
напряжения n-МОП-транзистора
U_{зи.
порог.п}),
то транзисто­ры
Т₁
и Т₂
закрыты, транзисторы Т₃
и Т₄
открыты и вы­ходное
напряжение имеет высокий уровень. Если
одно или
оба входных напряжения и₁
и и₂
имеют
высокий уро­вень, превышающий U_{зи.
порог.п},
то открывается один или оба транзистора
Т₁
и Т₂,
а между истоком и затвором одного или
обоих транзисторов Т₃
и Т₄
устанавливается низкое напряжение,
что приводит к запиранию одного или
обо­их
транзисторов Т₃
и Т₄,
а следовательно, на выходе уста­навливается
низкое напряжение. Таким образом, этот
элемент
реализует функциюи_вых=и₁+и₂
и
потребляет мощность
от источника питания лишь в короткие
проме­жутки
времени, когда происходит его переключение.

Интегральная
инжекционная логика (ИИЛ или И²Л)
построена
на использовании биполярных транзисторов
и применении
оригинальных схемотехнических и
техноло­гических
решений. Для нее характерно очень
экономич­ное использование площади
кристалла полупроводника. Элементы
И²Л
могут быть реализованы только в
интег­ральном
исполнении и не имеют аналогов в
дискретной схемотехнике.

Структура
такого элемента и его эквивалентная
схема
приведены на рис. 3.33, из которого видно,
что тран­зистор
T₁
(р-п-р)
расположен
горизонтально, а многоколлек­торный
транзистор Т₂
(п-р-п)
расположен
вертикально. Транзистор
T₁
выполняет роль инжектора, обеспечиваю­щего
поступление дырок из эмиттера транзистора
T₁
(при подаче
на него положительного напряжения через
огра­ничивающий
резистор) в базу транзистора Т₂.
Если и₁
со­ответствует
логическому «0», то инжекционный ток не
протекает
по базе многоколлекторного транзистора
Т₂
и токи
в цепях коллекторов транзистора Т₂
не протекают,

т. е.
на выходах транзистора Т₂
устанавливаются логичес­кие «1». При
напряжении и₁
соответствующем
логической «1», инжекционный ток протекает
по базе транзистора Т₂
и
на выходах транзистора Т₂
— логические нули.

Рассмотрим
реализацию элемента ИЛИ-НЕ на основе
элемента,
представленного на рис. 3.34 (для упрощения
другие
коллекторы многоколлекторных транзисторов
Т₃
и Т₄
на рисунке не показаны). Когда на один
или оба входа подается логический сигнал
«1», то напряжение и_еых
соот­ветствует
логическому нулю. Если на обоих входах
логи­ческие
сигналы «0», то напряжение и_еых
соответствует
ло­гической
единице.

Логика
на основе полупроводника из арсенида
галлия GaAs
характеризуется наиболее высоким
быстродействи­ем, что является
следствием высокой подвижности
элек­тронов (в 3…6 раз больше по
сравнению с кремнием). Микросхемы на
основе GaAs
могут работать на частотах порядка 10
ГГц и более.

3.4.
КОМБИНАЦИОННЫЕ ЦИФРОВЫЕ
УСТРОЙСТВА

Логические
устройства разделяют на два класса:
ком­бинационные
и последовательностные.

Устройство
называют комбинационным, если его
вы­ходные
сигналы в некоторый момент времени
однозначно определяются входными
сигналами, имеющими место
в
этот момент времени. .

Иначе
устройство называют последовательностным
или конечным
автоматом (цифровым автоматом, автоматом
с памятью).
В последовательностных устройствах
обязатель­но
имеются элементы памяти. Состояние этих
элементов зависит от предыстории
поступления входных сигналов. Выходные
сигналы последовательностных устройств
оп­ределяются
не только сигналами, имеющимися на
входах в
данный момент времени, но и состоянием
элементов памяти.
Таким образом, реакция последовательностного
устройства
на определенные входные сигналы зависит
от предыстории
его работы.

Среди
как комбинационных, так и последовательност­ных
устройств выделяются типовые, наиболее
широко используемые
на практике.

3.4.1.
Шифраторы, дешифраторы и
преобразователи кодов

Шифратор
—
это комбинационное устройство,
преоб­разующее десятичные числа в
двоичную систему счисле­ния,
причем каждому входу может быть поставлено
в соот­ветствие
десятичное число, а набор выходных
логических сигналов
соответствует определенному двоичному
коду. Шифратор иногда называют «кодером»
(от англ. coder)
и
используют,
например, для перевода десятичных чисел,
набранных
на клавиатуре кнопочного пульта
управления, в двоичные числа. Если
количество входов настолько ве­лико,
что в шифраторе используются все
возможные ком­бинации
сигналов на выходе, то такой шифратор
называ­ется
полным, если не все, то неполным. Число
входов и выходов
в полном шифраторе связано соотношением
п
= 2^т,
где
п
—
число входов, т
—
число выходов. Так, для пре­образования
кода кнопочного пульта в четырехразрядное
двоичное
число достаточно использовать лишь 10
входов, в
то время как полное число возможных
входов будет рав­но
16 (n
= 2⁴=
16), поэтому шифратор 10×4 (из 10 в 4) будет
неполным.

Рассмотрим
пример построения шифратора для
преоб­разования десятиразрядного
единичного кода (десятичных чисел
от 0 до 9) в двоичный код. При этом
предполагает­ся,
что сигнал, соответствующий логической
единице, в каждый
момент времени подается только на один
вход. Условное
обозначение такого шифратора и таблица
соот­ветствия
кода приведены на рис. 3.35. Используя
данную таблицу
соответствия, запишем логические
выражения, включая
в логическую сумму те входны переменные,
ко­торые
соответствуют единице некоторой выходной
пере­менной.
Так, на выходе у₁
будет
логическая «1» тогда, когда логическая
«1» будет или на входе Х₁
,или Х₃,
или Х₅,
или Х₇,
или X₉,
т. е.

у₁
=
Х₁
+ Х₃
+ Х₅
+ Х₇
+ X₉.

Аналогично получаем

у₂
=
Х₂
+ Х₃
+ Х₆
+ X₇.

у₃
=
Х₄
+ Х₅
+ Х₆
+ Х₇,
у₄=
Х₈
+ X₉.

Представим
на рис. 3.36 схему такого шифратора,
ис­пользуя
элементы ИЛИ.

На
практике часто используют шифратор с
приорите­том.
В таких шифраторах код двоичного числа
соответ­ствует
наивысшему номеру входа, на который
подан сигнал

«1»,
т. е. на приоритетный шифратор допускается
по­давать
сигналы на несколько входов, а он
выставляет на выходе
код числа, соответствующего старшему
входу.

Рассмотрим
в качестве примера (рис. 3.37) шифратор с
приоритетом (приоритетный шифратор)
К555ИВЗ серии микросхем
К555 (ТТЛШ). Шифратор имеет 9 инверсных

входов,
обозначенных черезPRl,…,PR9
. Аббревиатура
PR
обозначает
«приоритет». Шифратор имеет четыре
ин­версных выхода Bl,…,B8
. Аббревиатура
В
означает
«шина» (от англ. bus).
Цифры
определяют значение актив­ного
уровня (нуля) в соответствующем разряде
двоично­го
числа. Например, B8
обозначает,
что ноль на этом вы­ходе соответствует
числу 8. Очевидно, что это неполный
шифратор.

Если
на всех входах — логическая единица,
то на всех выходах
также логическая единица, что соответствует
чис­лу
0 в так называемом инверсном коде (1111).
Если хотя бы
на одном входе имеется логический ноль,
то состоя­ние
выходных сигналов определяется наибольшим
номе­ром входа, на котором имеется
логический ноль, и не за­висит
от сигналов на входах, имеющих меньший
номер.

Например,
если на входеPR1
—
логический ноль, а на всех остальных
входах — логическая единица, то на
выходах име-

ются
следующие сигналы: В1
— 0, В2
— 1,В4
—
1,В8
— I,
что соответствует числу 1 в инверсном
коде (1110).

Если
на входеPR9
логический
ноль, то независимо от других
входных сигналов на выходах имеются
следующие

сигналы:
В1-0
,В2-1
,В4-1,
В8-0,
что соответствует числу 9 в инверсном
коде (0110).

Основное
назначение шифратора — преобразование
номера источника сигнала в код (например,
номера нажа­той
кнопки некоторой клавиатуры).

Дешифратором
называется
комбинационное устрой­ство,
преобразующее n-разрядный
двоичный код в логи­ческий
сигнал, появляющийся на том выходе,
десятичный номер
которого соответствует двоичному коду.
Число вхо­дов и выходов в так называемом
полном дешифраторе свя­зано
соотношением т
=
2ⁿ,
где п
—
число входов, а т
—
число выходов. Если в работе дешифратора
используется неполное число выходов,
то такой дешифратор называет­ся
неполным. Так, например, дешифратор,
имеющий 4 входа и 16 выходов, будет полным,
а если бы выходов было только 10, то он
являлся бы неполным.

Обратимся
для примера к дешифратору К555ИД6 се­рии
К555 (рис. 3.38). Дешифратор имеет 4 прямых
входа,

обозначенных
через А1,
…, А8. Аббревиатура
А обознача­ет «адрес» (от англ. address).
Указанные
входы называют адресными.
Цифры определяют значения активного
уров­ня
(единицы) в соответствующем разряде
двоичного числа.

Дешифратор
имеет 10 инверсных выходов Y0,…,Y9
. Цифры
определяют десятичное число, соответствующее
заданному
двоичному числу на входах. Очевидно,
что этот дешифратор
неполный.

Значение
активного уровня (нуля) имеет тот выход,
номер которого равен десятичному числу,
определяемому двоичным
числом на входе. Например, если на всех
вхо­дах
— логические нули, то на выходе Y0—
логический ноль, а на остальных выходах
— логическая единица. Если на входе А2
—
логическая единица, а на остальных
вхо­дах — логический ноль, то на выходе
Y2
—
логический ноль, а на остальных выходах
— логическая единица. Если на входе —
двоичное число, превышающее 9 (например,
на
всех входах единицы, что соответствует
двоичному чис­лу
1111 и десятичному числу 15), то на всех
выходах — ло­гическая
единица.

Дешифратор
— одно из широко используемых логичес­ких
устройств. Его применяют для построения
различных комбинационных
устройств.

Рассмотренные
шифраторы и дешифраторы являются
примерами
простейших преобразователей кодов.

Преобразователями
кодов,
в
общем случае, называют ус­тройства,
предназначенные для преобразования
одного кода
в другой, при этом часто они выполняют
нестандар­тные преобразования кодов.
Преобразователи кодов обо­значают
через X/Y.

Рассмотрим
особенности реализации преобразователя
на примере преобразователя трехэлементного
кода в пя-тиэлементный.
Допустим, что необходимо реализовать
таблицу
соответствия кодов, приведенную на рис.
3.39. Здесь через N обозначено десятичное
число, соответствующее
входному двоичному коду. Преобразователи
кодов часто
создают по схеме дешифратор — шифратор.
Дешиф­ратор
преобразует входной код в некоторое
десятичное число,
а затем шифратор формирует выходной
код. Схе­ма
преобразователя, созданного по такому
принципу, при­ведена
на рис. 3.40, где использован матричный
диодный шифратор.
Принцип работы такого преобразователя
до­вольно прост. Например, когда на
всех входах дешифра-

тора
логический «О», то на его выходе 0
появляется логи­ческая «1», что приводит
к появлению «1» на выходах у₄
и
у₅,
т.
е. реализуется первая строка таблицы
соответствия кодов.

Промышленность
выпускает большое число шифрато­ров,
дешифраторов и преобразователей кодов,
таких как дешифратор
4×16 со стробированием (К555ИДЗ),
преоб­разователь
кода для управления светодиодной
матрицей 7×5
(К155ИД8), преобразователь кода для
управления шкальным
индикатором (К155ИД15) и др.

3.4.2. Мультиплексоры

и демультиплексоры

Мультиплексором
называют
комбинационное устрой­ство,
обеспечивающее передачу в желаемом
порядке циф­ровой
информации, поступающей по нескольким
входам на
один выход. Мультиплексоры обозначают
через MUX
(от англ. multiplexor),
а
также через MS
(от англ. multiplexor
selector).
Схематически
мультиплексор можно изобразить в
виде коммутатора, обеспечивающего
подключение од­ного
из нескольких входов (их называют
информацион­ными)
к одному выходу устройства. Кроме
информацион­ных входов в мультиплексоре
имеются адресные входы и, как
правило, разрешающие (стробирующие).
Сигналы на адресных входах определяют,
какой конкретно информа­ционный
канал подключен к выходу. Если между
числом информационных
входов и и числом адресных входов т
действует
соотношение п
=
2^т,
то
такой мультиплексор на­зывают полным.
Если п
< 2^т,
то
мультиплексор называют неполным.

Разрешающие
входы используют для расширения
фун­кциональных возможностей
мультиплексора. Они исполь­зуются
для наращивания разрядности мультиплексора,
синхронизации
его работы с работой других узлов.
Сиг­налы
на разрешающих входах могут разрешать,
а могут и запрещать
подключение определенного входа к
выходу, т.
е. могут блокировать действие всего
устройства.

Рассмотрим
функционирование двухвходового
мульти­плексора
(2—>1), который условно изображен в виде
ком­мутатора, а состояние его входов
Х₁
Х₂
и выхода Y
при­ведено в таблице (рис. 3.41). Исходя
из таблицы, можно записать
следующее уравнение:

Y
= X₁A+X₂A.

На
рис. 3.42 показаны реализация такого
устройства и его
условное графическое обозначение.
Основой данной схемы
являются две схемы совпадения на
элементах И, ко­торые
при логическом уровне «1» на одном из
своих вхо­дов
повторяют на выходе то, что есть на
другом входе.

Если
необходимо расширить число входов, то
исполь­зуют каскадное включение
мультиплексоров. В качестве примера
рассмотрим мультиплексор с четырьмя
входами (4->1),
построенный на основе мультиплексоров
(2->1).

Схема
и таблица состояний такого мультиплексора
при­ведены
на рис.3.43.

Мультиплексоры
являются универсальными логичес­кими
устройствами, на основе которых создают
различные комбинационные
и последовательностные схемы.
Муль­типлексоры
могут использоваться в делителях
частоты, триггерных
устройствах, сдвигающих устройствах и
др. Мультиплексоры
часто используют для преобразования

параллельного
двоичного кода в последовательный. Для
такого
преобразования достаточно подать на
информаци­онные
входы мультиплексора параллельный
двоичный код, а сигналы на адресные
входы подавать в такой по­следовательности,
чтобы к выходу поочередно подключа­лись
входы, начиная с первого и кончая
последним.

Рассмотрим
пример использования мультиплексоров
для реализации так называемого
комбинационного уст­ройства
сдвига, обеспечивающего сдвиг двоичного,
числа по
разрядам. Принцип функционирования
данного уст­ройства
понятен из схемы устройства и таблицы
состоя­ний
его входов и выходов (рис. 3.44).

Вобозначении мультиплексоров используют
две рус­ские
буквы КП, например, промышленностью
выпуска­ются
такие мультиплексоры, как К155КП1, К531КШ8,
К561КПЗ,
К555КП17 и др.

Демультиплексором
называют
устройство, в котором сигналы
с одного информационного входа, поступают
в желаемой
последовательности по нескольким
выходам в зависимости от кода на адресных
шинах. Таким образом, демультиплексор
в функциональном отношении противо­положен
мультиплексору. Демультиплексоры
обозначают через
DMX
или DMS.

Если
соотношение между числом выходов п
и
числом адресных
входов т
определяется
равенством п
=
2^т,
то такой демультиплексор называется
полным, при п
< 2^т
де-мультиплексор
является неполным.

Рассмотрим
функционирование демультиплексора сдвумя
выходами, который условно изображен в
виде коммутатора,
а состояние его входов и выходов
приведе­но
в таблице (рис. 3.45). Из этой таблицы
следует:

Y₁
= X
А; Y₂
= X
А,
т. е. реализовать такое устройство можно
так, как показано на рис. 3.46.

Для
наращивания числа выходов демультиплексораиспользуют
каскадное включение демультиплексоров.
В качестве
примера (рис. 3.47) рассмотрим построение
де­мультиплексоров с 16 выходами
(1->16) на основе демуль­типлексоров
с 4 выходами (1->4). При наличии на адрес­ных
шинах А₀
и А₁
нулей информационный вход X
подключен
к верхнему выходу DМХ₀
и в зависимости от состояния
адресных шин А₂
и А₃
он может быть подклю­чен
к одному из выходов DMX₁
.Так, при А₂
= А₃
= О вход X
подключен к Y₀.
При А₀
= 1 и А₁
= 0 вход X
подключен к DMX₂,
в зависимости от состояния А₂
и А₃
вход соеди­няется с одним из выходов
Y₄-Y₇
и
т.д.

Функции
демультиплексоров сходны с функциями
де­шифраторов.
Дешифратор можно рассматривать как
де-мультиплексор, у которого информационный
вход под­держивает
напряжение выходов в активном состоянии,
а адресные
входы выполняют роль входов дешифратора.
Поэтому
в обозначении как дешифраторов, так и
демуль­типлексоров используются
одинаковые буквы — ИД. Вы­пускают
дешифраторы (демультиплексоры) К155ИДЗ,
К531ИД7
и др.

При
использовании КМОП-технологии можно
постро­ить
двунаправленные ключи, которые обладают
возмож­ностью
пропускать ток в обоих направлениях и
передавать не
только цифровые, но и аналоговые сигналы.
Благодаря
этому можно строить
мультиплексоры-демультиплек-соры,
которые могут использоваться либо как
мультиплек­соры,
либо как демультиплексоры.
Мультиплексоры-демультиплексоры
обозначаются через MX.
Среди выпускаемых мультиплексоров-демультиплексоров
мож­но
выделить такие, как К564КП1, К590КП1.
Мультиплексоры-демультиплексоры
входят в состав серий К176, К561, К591,
К1564.

3.4.3. Сумматоры

Сумматоры
— это комбинационные устройства,
пред­назначенные для
сложения
чисел. Рассмотрим сложение двух
одноразрядных двоичных чисел, для чего
составим таблицу
сложения (таблицу истинности), в которой
отра­зим
значения входных чисел А и В, значение
результата суммирования
S
и значение переноса в старший разряд Р
(см. рис. 3.48).

Работа
устройства, реализующего таблицу
истинность (рис.
3.48), описывается следующими уравнениями

S
=
АВ
+ АВ;Р = АВ . Очевидно,
что по отношении: к столбцу S
реализуется логическая функция
«исключаю­щее ИЛИ», т. е. S
= А +
В.
Устройство,
реализующее таб­лицу (рис. 3.48), называют
полусумматором, и оно имеет логическую
структуру, изображенную на рис. 3.49.
Поскольку

полусумматор имеет
только два входа, он может использоваться
для суммирования лишь в младшем раз­ряде.

При
суммировании двух многоразрядных чисел
для каждого
разряда (кроме младшего) необходимо
использо­вать
устройство, имеющее дополнительный
вход перено­са.
Такое устройство (рис. 3.50) называют
полным сумма­тором
и его можно представить как объединение
двух полусумматоров
(Р_вх
— дополнительный вход переноса). Сумматор
обозначают через SM.

3.4.4. Цифровые
компараторы

Цифровые
компараторы выполняют сравнение двух
чисел,
заданных в двоичном коде. Они могут
определять равенство двух двоичных
чисел А и В с одинаковым ко­личеством
разрядов либо вид неравенства А>В или
А<В. Цифровые
компараторы имеют три выхода.

Схема
одноразрядного компаратора представляет
собой структуру логического элемента
«исключающее ИЛИ-НЕ» (рис.
3.51).

Из
анализа схемы следует, что если А = В, то
F
= 1, в противном случае, т. е. при А /=
В,
F
= 0. Если А > В, т. е. А = 1, В = 0, то С = 1, а
если А < В, т. е. А = 0, В = 1, то D
= l.

Если
попарно равны между собой все разряды
двух п-разрядных
двоичных чисел, то равны и эти два числа
А и В.
Применяя цифровой компаратор для каждого
разряда, например,
четырехзначных чисел, и определяя
значения F₁,
F₂,
F₃,
F₄
логических переменных на выходах
компара­торов, факт равенства А = В
установим в случае, когда F
= F₁
• F₂
• F₃
• F₄
= 1. Если же F
= 0, то А/=В.

Неравенство
А > В обеспечивается (для четырехразряд­ного
числа) в четырех случаях: или А₄
> В₄,
или А₄
= В₄
и А₃
> В₃,
или А₄
= В₄,
А₃
= В₃
и А₂>В₂,
или А₄
= В₄,
А₃
= В₃,
А₂
= В₂
и A₁
> В₁
(где А₄
и В₄
— старшие разряды чисел А и В). Очевидно,
что если поменять местами А₁
и B₁
,то будет выполняться неравенство А <
В.

Цифровые
компараторы выпускают, как правило, в
виде
самостоятельных микросхем. Так, микросхема
К564ИП2
(рис. 3.52) является четырехразрядным
компа­ратором,
в котором каждый из одноразрядных
компара­торов
аналогичен рассмотренной ранее схеме.
Данная микросхема
имеет расширяющие входы А<В, А=В, А>В,
что
позволяет наращивать разрядность обоих
чисел. Для этого
компараторы соединяют каскадно или
параллельно (пирамидально).

Рассмотрим
каскадное соединение компараторовК564ИП2
для сравнения двух восьмиразрядных
чисел (рис.
3.53). При этом соединении выходы А = В и А
< В предыдущей
микросхемы (младшие разряды) подключа­ют
к соответствующим входам последующей.
На входы А<В,
А=В, А>В микросхемы младших разрядов
пода­ют
соответственно потенциалы U⁰,
U¹
и
U¹(
U⁰
соответству­ет
логическому 0, a
U¹
—
«1»). В последующих микросхе­мах на
входах А > В поддерживают потенциал
логической единицы U¹.

Базовые режимы коммутации силовых ключей

За редким исключением, связанным с применением силовых транзисторов в «экзотических» устройствах (к которым относятся, например, линейные усилители звукового сигнала), MOSFET/IGBT предназначены для работы в импульсных режимах. В данной статье мы рассмотрим базовые схемы и основные рабочие состояния, применимые к подавляющему большинству электронных устройств класса «D». Основным преимуществом импульсного режима работы является низкий уровень потерь и высокое значение КПД, что особенно важно для преобразователей среднего и высокого диапазона мощностей.

Коммутация силового ключа в индуктивной цепи должна производиться активным способом в любой определенный момент времени. При бесконечно коротком времени переключения динамические потери мощности отсутствуют, и все напряжение падает непосредственно на индуктивности L коммутируемой цепи. В реальных схемах размыкание ключа, пропускающего ток I_S, невозможно без преобразования энергии, запасенной в индукторе. Преобразование не происходит только в том случае, когда I_S = 0. Такое состояние называется пассивным выключением, так как момент перехода через ноль зависит от характера протекания тока в конкретной цепи, а участвующий в нем транзистор является коммутатором нулевого тока ZCS (Zero Current Switch).

При нулевом напряжении (v_S = 0) включение происходит в «идеальном» режиме без рассеяния мощности. Как и в предыдущем случае, оно является пассивным, поскольку форма напряжения на транзисторе определяется конкретной схемой, и оно принимает нулевое значение только в определенные моменты времени. Работающий таким образом ключ, соответственно, называется коммутатором нулевого напряжения ZVS (Zero Voltage Switch).

На рис. 1 показаны эпюры токов и напряжений для базовых режимов коммутации, рассматриваемых в данной статье. Использование полупроводниковых элементов вносит в процесс переключения ряд существенных особенностей. Перед активным включением на транзисторе присутствует напряжение положительной полярности. Чтобы оно снизилось до минимального значения, ток управляемого ключа должен возрасти до величины, определяемой параметрами полупроводника и условиями нагрузки. Характеристика включения и индуктивность цепи коммутации ограничивают скорость нарастания тока и распределение напряжения между транзистором и индуктивностью, с увеличением которой потери на включение убывают.

При пассивном запирании ключа, проводящего в положительном направлении, ток падает до нулевой величины вследствие переполюсовки напряжения на внешней цепи. В результате этого он меняет полярность и начинает течь в обратном направлении за счет накопленных в зоне перехода носителей; это продолжается до тех пор, пока не восстановится блокирующая способность полупроводника. Данный процесс называется обратным восстановлением (reverse recovery).

На активно выключаемом транзисторе в первый момент образуется скачок напряжения в положительном направлении, величина которого определяется его динамическими характеристиками. Затем емкость, параллельная терминалам ключа (снаббер), может взять на себя часть тока, образующегося при запирании IGBT, потери мощности снижаются при увеличении емкости (так называемый «эффект снижения нагрузки»).

Полупроводник, блокируемый в пассивном режиме, перед включением находится под отрицательным напряжением. Если оно меняет полярность вследствие процессов, происходящих во внешней цепи, то силовой ключ будет проводить ток в положительном направлении; при его резком возрастании это может привести к перенапряжению включения (прямое восстановление).

Базовые принципы работы силовых полупроводниковых приборов могут быть четко описаны в терминах активной и пассивной коммутации отдельных ключей (включение и выключение цепи между преобразующими энергию схемами), а также индуктивностей и емкостей (элементов, проводящих ток и находящихся под напряжением). На рис. 2 показаны основные соотношения между током и напряжением в различных режимах коммутации.

Жесткое переключение (HS)

При включении в «жестком» режиме (рис. 2, 5) почти все коммутационное напряжение v_K прикладывается к токонесущему ключу S₁, что создает высокий уровень потерь мощности. Индуктивность цепи L_K имеет минимальное значение, поэтому ток в полупроводниковом элементе нарастает очень быстро. Процесс токовой коммутации заканчивается пассивным выключением S₂.

При «жестком» выключении напряжение на S₁ увеличивается до уровня, превышающего v_K. При этом ток i_S1 практически не уменьшается, его спад начинается спустя некоторое время вследствие пассивного включения S₂. Емкость коммутационной цепи C_K очень мала, поэтому рост напряжения определяется, в основном, свойствами силового полупроводника. Как и в предыдущем случае, «жесткое» запирание сопровождается очень высокими потерями мощности.

Мягкое переключение (ZCS, ZVS)

В процессе «мягкого» включения (рис. 2, 6 и 7) при нулевом токе (ZCS; S₁ активно включен) коммутационное напряжение падает до уровня насыщения достаточно быстро, что обеспечивается выбором соответствующего значения L_K. При этом динамические потери мощности на полупроводниковом ключе отсутствуют или очень малы. Скорость нарастания тока определяется величиной L_K, процесс заканчивается при пассивном запирании S₂. В данном случае, в отличие от предыдущих, период коммутации t_K больше, чем время переключения отдельных ключей.

Активное блокирование S₁ инициирует процесс плавного выключения транзистора ZVS. Уменьшающийся коммутационный ток переходит в конденсатор C_K, установленный параллельно силовому ключу. Величина C_K определяет процесс нарастания напряжения в зависимости от коммутируемого тока, динамические потери снижаются при затягивании фронта напряжения на силовом транзисторе.

Резонансное переключение (ZCRS, ZVRS)

При резонансной коммутации (рис. 2, 8 и 9) транзистор ZCS включается в момент времени, когда ток i_L «виртуально» падает до нулевого значения. Потери мощности в этом случае оказываются даже ниже, чем в «мягком» режиме. Силовой ключ не может активно контролировать время перехода тока через нулевое значение, что отчасти ограничивает «управляемость» системы. Резонансное выключение транзистора ZVS происходит при падении коммутационного напряжения до нуля. Динамические потери при этом также ниже, чем при «мягком» выключении, но, как и в предыдущем случае, управляемость системы оказывается несколько хуже.

Нейтральное переключение (NS)

Нейтральная коммутация (рис. 2 и 10) происходит в случае, когда оба ключа (тока и напряжения) находятся в нулевом состоянии. Как правило, такая ситуация наблюдается в пассивных диодных выпрямителях.

Электронные силовые ключи

Понятие «силового электронного ключа» может относиться как непосредственно к полупроводниковому компоненту (MOSFET, IGBT, диоды), так и к интеллектуальной системе, содержащей силовую секцию и активное устройство управления. В последнем случае параметры ключа определяются как свойствами полупроводника, так и характеристиками драйвера.

На рис. 3 показана электронная система, содержащая интерфейс для подключения внешних высоковольтных цепей, низковольтной схемы управления (контроллера) и источника питания. Для развязки низковольтных и высоковольтных каскадов, как правило, используются оптическая или трансформаторная гальваническая изоляция. Возможные комбинации силовых ключей, работающих при различной полярности тока и напряжения, представлены на рис. 4.

Параметры полупроводникового ключа должны быть адаптированы для конкретного применения за счет выбора вида и технологии производства силовых кристаллов. Доминирующие характеристики электронной системы во многом определяются свойствами и структурой полупроводниковых элементов, соответственно силовые ключи подразделяются на несколько базовых видов. Выбор типа полупроводника определяется требованиями к конкретной схеме, способом переключения, полярностью напряжения и тока в коммутируемой цепи.

Жесткое переключение (HS)

Для идеальной схемы с чисто активной нагрузкой может быть использован ключ с жесткой характеристикой включения и выключения. При этом в коммутационной цепи могут находиться запасающие энергию пассивные элементы минимальной величины (C_Kmin, L_Kmin) в комбинации с силовыми полупроводниками, работающими в режиме NS.

По сравнению с неуправляемым состоянием нейтральной коммутации жесткое переключение может контролироваться в точке включения и выключения. Это дает возможность управления системой за счет широтно-импульсной модуляции (ШИМ), наиболее широко используемой в практических применениях.

На рис. 5 показаны основные конфигурации устройств с IGBT-транзисторами, работающими в режиме HS при ШИМ-управлении. На практике чаще всего используются трехфазные инверторы напряжения (VSI) и тока (CSI). В симметричных схемах только один ключ переменного тока активно работает в режиме коммутации по обоим фронтам, другой при этом переключается нейтральным способом.

Коммутация с нулевым током (ZCS)

В режиме ZCS силовой полупроводник всегда включается активно, а выключается пассивно (i_S = 0). Допуская некоторое ухудшение управляемости по сравнению с жесткой коммутацией, активное переключение здесь осуществляется с меньшими потерями мощности за счет достаточно высокой последовательной индуктивности L_K. Это делает возможной работу на больших частотах переключения, чем в режиме HS.

Единственным возможным способом управления в данном случае является PSM (Pulse Shift Modulation) — модуляция за счет сдвига импульса. В конкретных устройствах с ZCS-ключами он известен как метод «контроля фазового угла». На рис. 6 показаны возможные конфигурации ZCS-схем с эквивалентными коммутационными цепями на основе IGBT. Они также могут быть использованы в устройствах с циклическим переключением, примером которых является параллельный резонансный конвертер с форсированным током. Сопротивление R_load определяет активную составляющую нагрузки, включенную параллельно резонансной цепи. К схемам, работающим исключительно на основе ZCS-ключей, относятся тиристорные выпрямители.

Коммутация с нулевым напряжением (ZVS)

Ключи с коммутацией при нулевом напряжении (ZVS) разрабатываются исходя из возможности активного выключения и пассивного включения при спаде напряжения до нуля (v_S = 0). Активное запирание c малыми потерями достигается благодаря установке параллельно ключу достаточно высокой емкости. По сравнению с режимом HS снижение потерь здесь обеспечивается только при одном способе управления, как и в предыдущем случае: это PSM. Меньший уровень рассеиваемой мощности, однако, позволяет работать на более высоких частотах, чем при «жестком» переключении. На рис. 7 показаны варианты ZVS-конфигураций с IGBT и эквивалентные схемы. Они также могут быть использованы в устройствах с циклическим переключением, примером которых является параллельный резонансный конвертер с форсированным напряжением. Сопротивление R_load определяет активную составляющую нагрузки, включенную последовательно резонансной цепи.

Резонансная схема с коммутацией при нулевом токе (ZCRS)

Ключи в схеме ZCRS управляются таким образом, чтобы активное отпирание начиналось точно в тот момент, когда ток i_L переходит через нулевой уровень, т. е. без токовой коммутации. Следовательно, даже при минимальном уровне индуктивности L_K потери включения оказываются ниже, чем в случае ZCS, и они обусловлены изменением заряда емкости перехода полупроводникового ключа. В то же время дальнейшее снижение потерь, по сравнению с режимом ZCS, означает еще большее ухудшение управляемости, поскольку неконтролируемый момент времени включения определяется нулевым переходом тока, задаваемым, в свою очередь, внешней схемой. В устройствах с ZCRS возможен только косвенный контроль потоком энергии, который осуществляется открыванием и блокировкой ключей в течение нескольких периодов переменного тока. Такой метод называется PDM (Pulse Density Modulation) — модуляция плотности (или пачки) импульсов.

На рис. 8 показана коммутационная цепь ZCRS и пример схемы на IGBT. Для идеального случая переключения при нулевом переменном токе транзисторам не требуются антипараллельные диоды, однако в практических схемах они всегда устанавливаются для замыкания тока при ошибках в выборе момента коммутации.