Квазирезонансный режим работы

СХЕМОТЕХНИЧЕСКАЯ И КОНСТРУКТОРСКАЯ

РАЗРАБОТКА ЭЛЕМЕНТОВ КОСМИЧЕСКИХ АППАРАТОВ

УДК 621.314

Н. Н. Горяшин, М. В. Лукьяненко, А. А. Соломатова, А. Ю. Хорошко

АНАЛИЗ РЕЖИМОВ РАБОТЫ КВАЗИРЕЗОНАНСНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ НАПРЯЖЕНИЯ

Представлены результаты теоретического и экспериментального анализа режимов работы квазирезонансного преобразователя напряжения. Исследовано влияние переменной составляющей тока дросселя выходного фильтра преобразователя на его регулировочную характеристику. Рассмотрены два варианта исследуемого режима — с половинным и полным резонансным циклом преобразования напряжения.

Ключевые слова: квазирезонансный преобразователь, электронный ключ, дроссель фильтра, резонансный контур, коэффициент преобразования.

Совершенствование источников вторичного электропитания, построенных на базе высокочастотных импульсных преобразователей напряжения (ПН), направлено на улучшение их энергетических характеристик, повышение КПД и качества выходной электроэнергии, что особенно актуально при создании автономных систем электроснабжения космических аппаратов. Одним из перспективных направлений развития энергопреобразовательной техники является применение резонансных контуров (РК) в цепи электронных ключевых элементов (КЭ). Это позволяет распределить энергию между элементами РК в течение одного цикла переключения КЭ и тем самым осуществлять коммутацию при нулевом значении тока, снижая таким образом динамические потери в силовых полупроводниковых ключах практически до нуля. Форма тока и напряжения становится близкой к синусоидальной, что способствует снижению потерь в магнитопроводах силовых трансформаторов и дросселях выходных фильтров при воздействиях высших гармоник [1, 2].

Преобразователи с РК имеют существенные преимущества по сравнению с классическими импульсными ПН с прямоугольной формой тока и напряжения. Это, однако, не позволяет использовать их взамен последних из-за более сложной схемотехники и неконтролируемых процессов в цепи КЭ. Таким образом, возникает задача определения таких параметров элементов силовой части ПН, при которых выполняется коммутация КЭ при нулевых значениях мощности в заданном диапазоне регулирования. Это, в свою очередь, обусловливает необходимость исследования электромагнитных процессов, происходящих в цепях КЭ и РК при работе совместно с выходным фильтром.

В настоящей статье приведены результаты теоретического и экспериментального анализа режимов работы квазирезонансного ПН с переключением КЭ при нулевых значениях тока (что обозначим как ПНТ) [2—6]. Упрощенная схема такого преобразователя напряжения

представлена на рис. 1. Приведем краткое описание его работы. Пусть первоначально КЭ, в качестве которого используется МДП-транзистор УТ1, заперт. Выходной ток протекает через рекуперативный диод УБ3 за счет энергии, запасенной в дросселе выходного фильтра Ьф. В момент времени, определяемый схемой управления, КЭ открывается. Колебательный контур, образованный катушкой индуктивности Ьр и конденсатором Ср, начинает получать энергию от первичного источника. Заряд

Рис. 1

конденсатора Ср и последующий его разряд будут происходить по синусоидальному закону с частотой, равной собственной частоте РК. Одновременно ток ¡ь , протекающий через индуктивность Ьр, также будет изменяться по синусоидальному закону — вначале увеличиваться, затем уменьшаться. Когда ток ¡ь достигает нулевого значе-

ния, устройство управления КЭ формирует запирающий сигнал, вследствие чего УТ1 закрывается. При этом возможны два варианта описанного режима:

— режим половинного резонансного цикла (ПНТ-1), когда диод УП1 предотвращает протекание тока через диод УП2 в обратном направлении, что может быть вызвано продолжением резонансного процесса;

— режим полного резонансного цикла (ПНТ-2) при отсутствии диода УП1 и наличии шунтирующего диода УП2.

Когда ток ¡ь становится равным нулю и КЭ заперт, выходной ток протекает через

дроссель фильтра Ьф и конденсатор Ср. Как только последний разрядится до нуля, открывается диод УП3. На этом резонансный цикл заканчивается и начинается следующий.

Выходное напряжение в обоих указанных режимах определяется средним по времени значением напряжения на конденсаторе РК и регулируется изменением длительности закрытого состояния КЭ. При этом посредством генератора, управляемого напряжением (ГУН), изменяется частота переключения КЭ, поскольку интервал времени, в течение которого осуществляется колебательный процесс в РК, практически постоянен при фиксированных значениях тока нагрузки и входного напряжения. Идеализированные временные диаграммы, поясняющие работу исследуемого ПН в режимах ПНТ-1 и ПНТ-2, приведены на рис. 2, а и б соответственно [3, 4].

а) _ б)

0

t2 ¿3

¿1 ¿2 ¿3 I ¿1 4

Рис. 2

В традиционном варианте, предложенном в [6], математическое описание работы ПН дано при допущении, что ток дросселя выходного фильтра является постоянной величиной,

I

а

I

а

0

равной току нагрузки в установившемся режиме. один период работы КЭ в цепи РК преобразователя в режиме ПНТ-1 можно подразделить на четыре временных интервала (см. рис. 2, а), которые описываются следующими соотношениями:

0 < г < г1 <

4р (г ) = , (г )=а

Дг1 = г1 = /н •

ив

(1)

¿1 < г < г2 ^

/, (г) = /н + Цв

(ш0 (г — г1))

70 :

ЦСр (г) = Цвх (1 — С08( (г — г1)))

П 1

Дг2 = г2 — г1 = —I— агсБт

Шо Шо

70 /

0н

V Цвх J

(2)

г2 < г < г3

иср (г) = -^ +

/Ьр (г) = 0,

Ср

С

Цвх (1 -С0Б (Ш0 (г2 -г1 )))

Дг3 = г3 — г2 = -Т-Цвх (1 — С08(Ш0 (г2 — г1)));

(3)

г3 < г <

4р (г ) = 0,

ЦСр (г) = а

(4)

где /1 (г) — ток, протекающий через индуктивность Ьр; Цс (г) — напряжение на конденсаторе РК; 70=(£р/Ср)0’5; ю0=(£рСр)-0’5; /н — ток нагрузки, равный среднему току дросселя в установившемся режиме; Тк — период коммутации.

Период работы ПН в режиме ПНТ-2 также можно разбить на четыре интервала (см. рис. 2, б); от предыдущего случая отличаются только интервалы [г1; г2) и [г2; г3), которые описываются выражениями [6]

г1 < г < г2

/Ьр (г) = /н + Ц

Бт (ш0 (г — г1))

70 :

ЦСр (г) = Цвх (1 — С08(Ш0 (г — г1)))

(5)

2п — агсБт

С17 >

^ н 70

Дг2 = г2 — г1 =•

V Цвх J .

Ш0

н

¿2 < х < ¿з 1

^Ср (г) = ив

¡Ьр (г) = 0

Д*3 = ¿3 — ¿2 =•

1 —

1 —

( Т 7 2 Тн 70

V ивх J

— ^ ( — ¿2 ) Ср

(6)

(1 7 ^ 1 н 70 2

и, 1 -. 1 —

вх [ 1 V ивх J

1н 70ю0

Здесь для отрицательной и положительной полуволн тока резонансного цикла интервал [¿1; Х2) может быть разбит на [¿1; ¿а) и [4; ¿2).

Кривая тока диода УП3 применительно к обоим рассматриваемым режимам имеет в идеальном случае трапецеидальную форму и определяется кусочной функцией

¡УВ3 () =

¡н, ¿3 < * < Тк,

г и^

Ьр

0 < X < Хх.

(7)

Проверка корректности приведенного аналитического описания работы КЭ в цепи РК была проведена на экспериментальном макете последовательного понижающего квазирезонансного ПН. Исходя из условий 701н тах/ивх т^<1, ю0>>(ЬфСф)-0’5, где ¡н тах — максимальный ток нагрузки, ивх т;п — минимальное входное напряжение, определены параметры элементов резонансного контура и выходного фильтра: Ьр= 1,04 мкГн; Ср = 22 нФ; Ьф= 45 мкГн, Сф = 22,2 мкФ.

На рис. 3, а, б приведены осциллограммы токов и напряжений для режимов соответст-веено ПНТ-1 и ПНТ-2, полученные при ¡н=3,3±0,15 А и ивх=56±1 В, ивых=24±0,2 В; сплошные кривые соответствуют экспериментальным данным, штриховые — аналитическому описанию (при Мь = 0 ), пунктирные — уточненному аналитическому описанию.

а)

I, А 13

iНе можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.

8 3

0

и, В 120 90 60 30

б) I, А 10

5

0

-5 и, В 120 90 60 30

5• 10 ¿1 110-6 ¿2 1,5-10 ¿3 с

Рис. 3

510-

110-6 4

¿3

¿, с

Как видно из экспериментальных диаграмм, ток дросселя выходного фильтра ¡¿ф изменяется в течение одного цикла преобразования и принимает различные значения на каждом

0

г

0

из трех интервалов резонансного цикла, при этом аналитические кривые, рассчитанные с использованием функций (1)—(6), имеют заметные расхождения с экспериментальными, что свидетельствует о влиянии работы дросселя фильтра на форму кривых тока и напряжения РК.

Решение задачи об оценке влияния переменной составляющей тока дросселя выходного фильтра на форму кривых тока и напряжения в течение резонансного цикла можно свести к определению фиксированного значения тока на каждом интервале в течение одного цикла коммутации. Далее, чтобы построить теоретические кривые тока и напряжения максимально близкими к экспериментальным, на интервале [¿2; ¿3) для режима ПНТ-1 и интервале [¿а; ¿3) для режима ПНТ-2 можно произвести замену 1н на (/н+А/Ьф/2), где А/Ьф — размах пульсаций тока дросселя фильтра, так как на большей части интервала [¿2; ¿3) в режиме ПНТ-1 и интервала [¿а; ¿3) в режиме ПНТ-2 ток /Ьф изменяется незначительно. На интервале [0; ¿1) параметр /н заменяется на (/н-А/Ьф/2) для обоих режимов. На интервале [¿1; ¿2) для режима ПНТ-1 и интервале [¿1; ¿а) для режима ПНТ-2 в функциях, описывающих ток и напряжение, также может быть произведена замена /н на (/н-А/Ьф/2), а при малых значениях пульсаций тока дросселя выходного фильтра, когда А/Ьф<</н, может сохраняться параметр /н. Размах пульсаций тока дросселя в установившемся состоянии может быть определен как

‘¿2

| иСр ()а

Мг =■

ь

‘ф

где (¿ь2—ь1) — длительность положительной части полуволны напряжения на дросселе выходного фильтра при условии ис^ь^ис^Ь^иых.

Аналитические кривые, полученные с учетом указанных уточнений (см. рис. 3, а, б), подтверждают справедливость предыдущих рассуждений, что характеризуется совпадением с экспериментальными осциллограммами.

Для учета пульсаций тока дросселя фильтра необходимо рассчитать коэффициент передачи Ки преобразователя напряжения данного типа [6]. Коэффициентом передачи по напряжению исследуемого преобразователя является величина иСр/ивх, где иСр — усредненное значение напряжения на конденсаторе РК:

т

иг =

Тг I иср С V* = ЯТЬ.

1-‘к

В режиме ПНТ-2 коэффициент Ки слабо зависит от тока нагрузки [6]. Таким образом, в соответствии с временными интервалами для выражений (1)—(4), определяем функции Я1 и Я2 только для режима ПНТ-1:

Я = I ивх (1 — С08(Г — ¿1 ))Ш = ивх (¿2 — ¿1) — — [п ®о(^ — ¿1)] =

J ю0

ив

ш0

/н 2о

п +—+ агсБт

ивх

( / 7

1 н 70

V ивх

г

Я2 = иср (¿2)

¿3 — ¿2

(игр (¿2 ))2

2 • /н70®0

ив

(

1 + С0Б

агсБт

V

/н 70

ивх У

ив

1 + 1 1 — /н 70

1 и вх ]

2 • /н70®0

2 • /н70®0

2

Тогда с учетом пульсаций тока дросселя фильтра формула для коэффициента передачи ПН в режиме ПНТ-1 принимает вид

ис Г 1

V- р Jк. 1

ки =-=—

ивх /0 2п

( А1Ь ^

Т__¿ф

н „

Т__¿ф

н „

П +

V

J

ив

• + агсБт

0

V

J

ив

ив

А1Т }

¡н +-

(( А1т ^ ^

1 + 1 —

¡н +■

ив

где / — частота коммутации, /0 =ш0/2п.

На рис. 4 представлены экспериментальные (сплошные кривые) и аналитические (без учета пульсаций тока дросселя и с его учетом — штриховые и пунктирные кривые соответственно) графики, показывающие зависимость частоты преобразования/ от изменения входного напряжения при постоянном ивых = 24 В, 1н = 6,2 А для двух рассматриваемых режимов. При построении теоретических характеристик параметр Д1Ьф был определен экспериментально для минимальной частоты преобразования, которая в данном случае соответствует максимальному входному напряжению исследуемого ПН.

/к, кГц

400

350

300

250

200

60

65 _и

л.

0,4

0,37

0,343

iНе можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.

0,32 0,3

Рис. 4

0,282

0,266 и,ых/ив„ В

Известное условие 701н тах /ивх тт<1 [4, 6], накладывающее ограничение на диапазон регулирования, преобразуется к виду 70(1н тах — Д1Ьф/к)/2)/ивх т;п < 1 как для режима ПНТ-1, так и для ПНТ-2, где размах пульсаций тока дросселя зависит от частоты преобразования.

В результате исследования установлено, что пульсации тока дросселя выходного фильтра оказывают существенное влияние на регулировочную характеристику квазирезонансного преобразователя напряжения в режиме ПНТ-1. Предложена и подтверждена экспериментально формула для коэффициента передачи ПН.

2

Унификация интерфейсных модулей сопряжения

13

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Лукин А. В. Высокочастотные преобразователи постоянного напряжения и их классификация // Электроника: наука, технология, бизнес. 1998. № 1. С. 33—36.

2. Базилевский А. Б., Горяшин Н. Н. Исследование энергетических характеристик квазирезонансных преобразователей с целью их использования в системах электроснабжения космических аппаратов // Вестн. СибГАУ: Сб. науч. тр. 2004. Вып. 2. С. 63—69.

3. Abu-Qahouq J., Batarseh I. Unified steady-state analysis of soft-switching DC-DC converters // IEEE Trans. Power Electron. 2002. Vol. 17, N 5. P. 684—691.

4. Andreycak W. 1 Megahertz 150 Watt resonant converter design review // Unitrode Power Supply Design Seminar Handbook SEM-6OOA. 1988.

5. Mammano R. Resonant mode converter topologies // Unitrode Power Supply Design Seminar SEM600. 1988. Topic 1. P. 1—12.

6. EricksonR. W. Fundamentals of Power Electronics. N. Y.: Chapman and Hall, 1997. 791 p. Николай Николаевич Горяшин —

Михаил Васильевич Лукьяненко

Анна Александровна Соломатова

Александр Юрьевич Хорошко

Сведения об авторах канд. техн. наук, доцент; Сибирский государственный аэрокосмический университет им. акад. М. Ф. Решетнёва, кафедра автоматического управления, Красноярск; E-mail: gorkolya@mail.ru канд. техн. наук, профессор; Сибирский государственный аэрокосмический университет им. акад. М. Ф. Решетнёва, кафедра автоматического управления, Красноярск

аспирант; Сибирский государственный аэрокосмический университет им. акад. М. Ф. Решетнёва, кафедра автоматического управления, Красноярск

аспирант; Сибирский государственный аэрокосмический университет им. акад. М. Ф. Решетнёва, кафедра автоматического управления, Красноярск

Рекомендована СибГАУ

Поступила в редакцию 19.11.10 г.

УДК 629.783.05

А. И. Горностаев

УНИФИКАЦИЯ ИНТЕРФЕЙСНЫХ МОДУЛЕЙ СОПРЯЖЕНИЯ БЛОКОВ БОРТОВОГО КОМПЛЕКСА УПРАВЛЕНИЯ

Рассматриваются проблемы унификации интерфейсных модулей сопряжения для аппаратуры бортовых комплексов управления космическими аппаратами. Представлены особенности построения интерфейсных блоков бортового комплекса с использованием интерфейсных модулей различного функционального назначения. Приведены примеры решения задач унификации модулей.

Ключевые слова: интерфейс, модуль сопряжения, бортовой комплекс управления, космический аппарат.

При разработке аппаратуры бортового комплекса управления (БКУ) современными космическими аппаратами (КА) в ОАО „Информационные спутниковые системы» (Железно-горск) широко применяется магистрально-модульный принцип, что позволяет осуществлять ее построение на базе центрального приборного модуля (ЦПМ) с использованием отдельных функциональных интерфейсных модулей сопряжения (ИМС) различного назначения. При

В силу своих свойств квазирезонансные преобразователи с дозированной передачей энергии (КПДПЭ) занимают особое место среди устройств силовой электроники. Их особенность состоит в наличии дозирующего конденсатора, включенного последовательно в цепь источника питания и нагрузки на этапе передачи энергии. Достоинством таких преобразователей является ограничение энергии на периоде модуляции, что определяет их надежную работу на высоко динамичную нагрузку, изменяющуюся в широких пределах, вплоть до короткого замыкания. Благодаря мягкой коммутации снижены коммутационные потери в силовых ключах и уменьшен уровень помехоэмиссии.

Преобразователи нашли удачное применение для регулирования выходных параметров в устройствах заряда емкостных накопителей, сварочных и плазменных аппаратов, технологических лазеров, устройств питания источников света [1–5, 7].

Известны фундаментальные работы [1, 2], в которых рассмотрены принципы построения и характеристики КПДПЭ на однооперационных тиристорах. Использование полностью управляемых ключей позволяет повысить их быстродействие и расширить область применения преобразователей.

Теория КПДПЭ на полностью управляемых ключах, питающих активную линейную и нелинейную нагрузку переменным током повышенной частоты, рассмотрена в [3]. Настоящая статья посвящена принципам построения, работы и статическим характеристикам КПДПЭ с выходом на постоянном токе.

Итак, общим для рассматриваемых преобразователей является наличие резонансного (дозирующего) конденсатора, уровень напряжения на котором ограничен с помощью фиксирующих диодов. На этапе потребления энергии от источника питания последовательно с конденсатором включен резонансный реактор. По достижении напряжением на конденсаторе напряжения питания или нулевого значения на этапе его разряда включается один из фиксирующих диодов. Резонансная цепь распадается, и конденсатор исключается из цепи протекания тока.

В зависимости от места включения резонансного реактора преобразователи можно разделить на три группы:

• преобразователи с резонансным реактором в цепи постоянного тока;
• преобразователи с резонансным реактором в цепи переменного тока;
• преобразователи с двумя резонансными реакторами, один из которых в цепи переменного тока, а другой в цепи постоянного тока.

Схемная реализация, принцип работы и характеристики некоторых преобразователей первой группы на полностью управляемых ключах совпадают с известными схемами на тиристорах [1]. Добавленное свойство — повышенная частота коммутации и, соответственно, быстродействие.

Типовые схемы преобразователей первой группы и временные диаграммы токов и напряжений, поясняющие их работу, представлены соответственно на рис. 1 и 2.

В преобразователях (рис. 1а, б) транзисторы VT1, VT2 включаются поочередно, но отпирающие импульсы разнесены по времени, что позволяет избежать одномоментной проводимости силовых управляемых ключей. Включение одного транзистора обеспечивает заряд дозирующего конденсатора С1, а другого — разряд. Фиксирующие диоды VD1, VD2 отключают дозирующий конденсатор при достижении напряжением на нем пороговых значений и создают цепь для протекания тока резонансного реактора. Транзисторы выключаются при нулевом напряжении на них, которое устанавливается по окончании процесса перезаряда дозирующего конденсатора, и нулевом токе. Среднее значение тока через транзистор не превышает половины тока нагрузки. Максимальное напряжение на транзисторах равно напряжению питания V.

Преобразователи (рис. 1а, б) имеют относительно низкий коэффициент использования напряжения источника питания. Максимальное напряжение на выходе преобразователей не превышает половины напряжения питания (k_V = V_Hmax / V = 0,5), что становится определенным недостатком таких схем.

Преобразователь (рис. 1в) является аналогом известной схемы на тиристорном мосте с дозирующим конденсатором в диагонали переменного тока [1]. Однако алгоритм его работы существенным образом отличается от прототипа (рис. 2б). Транзисторы VT1, VT2 включаются одновременно в момент t₀, когда напряжение на дозирующем конденсаторе С1, заряд которого осуществлялся через диоды VD1, VD2, достигло напряжения питания. Выключение транзисторов производится в момент достижения напряжения на дозирующем конденсаторе нулевого значения (момент t₁), то есть их запирание происходит при нулевом напряжении на них. Далее конденсатор С1 заряжается через диоды VD1, VD2. При достижении в момент t₂ напряжения питания на С1 открывается диод VD3, замыкая на себя ток резонансного реактора. В отличие от схем (рис. 1а, б) система управления преобразователя (рис. 1в) должна быть снабжена датчиком контроля нуля напряжения на дозирующем конденсаторе. Положительным свойством преобразователя является высокий коэффициент использования источника питания.

В преобразователях первой группы возможны режимы непрерывного, граничного и прерывистого тока реактора. С точки зрения минимальных потерь в силовых ключах на этапе включения целесообразно работать в режимах граничного и прерывного тока. Поэтому при работе на динамичную нагрузку, допускающую режимы токовых перегрузок и коротких замыканий, следует использовать быстродействующую систему контроля тока, например релейную однопозиционную.

Для преобразователей первой группы, если не учитывать внутренние потери энергии, справедлива известная фундаментальная формула, согласно которой мощность, передаваемая нагрузке, равна мощности, отбираемой от источника питания на этапе заряда дозирующего конденсатора:

P_н = V_нI_н = P = kCV²f,                 (1)

где коэффициент k зависит от схемы преобразователя (k = 1 для рис. 1а, б и k = 2 для рис. 1в).

Нормализованные вольт-амперные характеристики (ВАХ) преобразователей первой группы согласно (1) имеют вид, представленный на рис. 3. Регулирование осуществляется изменением частоты. При постоянстве частоты преобразователь имеет характеристики стабилизатора мощности в нагрузке.

Преобразователи второй группы (рис. 4) строятся на базе последовательного резонансного инвертора [4, 5]. Поэтому их свойства и характеристики несколько отличаются от КПДПЭ первой группы. В преобразователях второй группы в течение периода модуляции имеются этапы возврата энергии источнику питания, что существенно влияет на их характеристики. Повышается уровень защиты от режимов короткого замыкания нагрузки независимо от наличия электронных средств управления и защиты.

Преобразователи могут выполняться как с согласующим трансформатором (рис. 4а, б), так и без него (рис. 4в, г). Для преобразователей второй группы в общем виде действует формула, учитывающая этап частичного возврата энергии, накопленной в резонансном реакторе:

P_н = V_нI_н = P – Р_возв= kCV²f – Р_возв.     (2)

Следует отметить, что эта зависимость (2) справедлива для так называемого основного режима, когда в процессе работы резонансный конденсатор перезаряжается до предельных значений, определяемых включением фиксирующих диодов. В «вырожденном» режиме это условие не выполняется, и преобразователь работает как резонансный.

Формула (2) указывает на то, что ток нагрузки в преобразователе второй группы ограничен в отличие от преобразователя первой группы, где ток согласно формуле (1) стремится к бесконечности при нулевом напряжении нагрузки.

Временные диаграммы работы наиболее популярного преобразователя (рис. 4а) [4, 5] приведены на рис. 5а. На рис. 6 даны эквивалентные расчетные схемы для возможных временных интервалов его работы, независимо от выполнения схемы выпрямления на вторичной стороне.

В таблице приведены аналитические зависимости, характеризующие работу преобразователя (рис. 4а). Формулы получены без учета тока намагничивания трансформатора. Резонансную индуктивность образует индуктивность рассеяния трансформатора L = L_S1 + L_S2^*, где L_S2^* = n²L_S2 — индуктивность рассеяния вторичной обмотки, приведенная к первичной стороне; L_S1 — индуктивность рассеяния первичной обмотки; n = w₁/w₂ — коэффициент трансформации. При расчетах напряжение на нагрузке полагалось идеально сглаженным. В расчетных эквивалентных схемах нагрузка представлена как источник напряжения V_н, которое равно напряжению на нагрузке, приведенному к первичной стороне для трансформаторных схем, и напряжению на конденсаторах С2, С3 для преобразователей (рис. 4в, г). Ток I_н в таблице равен среднему значению тока резонансного реактора.

Таблица. Расчетные выражения для преобразователя (рис. 4а)

Ток на интервале t0–t1
Ток на интервале t1– t2
Ток на интервале t2– t3
Δt1 =t1 – t0
Δt2 =t2 – t1
Δt3 =t3 – t2
Δt3 =t3 – t2 = 0,5T – Δt1 – Δt2
Ток I2
Ток I0
Мощность, передаваемая нагрузке, Pн
Ток нагрузки Iн

Преобразователь (рис. 4г) обеспечивает коэффициент использования источника по напряжению, равный единице (k_V = V_Hmax / V = 1), за счет схемы удвоения напряжения. Заряд конденсатора фильтра С2 производится на первом полупериоде, а С3 — на втором.

В работе преобразователей (рис. 4б, г) есть нюансы, которые, впрочем, незначительно влияют на их статические и динамические характеристики. В отличие от схем (рис. 4а–в) в преобразователе (рис. 4г) на интервале t₀–t₁ источник напряжения V_H включен согласно с током. Работа преобразователя (рис. 4г) на этом интервале характеризуется передачей энергии от нагрузки в источник питания. Преобразователь использует схему удвоения напряжения нагрузки и выгодно отличается от схемы (рис. 4в) более высоким КПД за счет меньшего количества вентилей в цепи протекания тока и более низкого уровня напряжения на силовых управляемых ключах (рис. 5б). Недостатком является необходимость большей емкости выходного фильтра при одном и том же коэффициенте сглаживания.

Трансформатор Т1 преобразователя (рис. 4б) имеет две первичные обмотки. Первая обмотка загружена током на первом полупериоде, а вторая — на втором. Однако на интервале t₀–t₁ схема замещения более сложная, поскольку возможно протекание тока одновременно в обеих первичных обмотках. Так, при запирании транзистора VT1 ток протекает по контуру (–V–VD2–w1–VD3–+V), и при включении VT2 начинает одновременно протекать ток в обмотке w2. Достоинство подобного преобразователя — повышенная надежность, поскольку первичные обмотки включены последовательно между силовыми ключами, что не допускает резкого нарастания тока в аварийных процессах.

В относительных единицах аналитическое выражение для ВАХ, полученное с использованием формул (1.1) и (1.10), имеет вид

где

На рис. 7 приведены нормализованные ВАХ преобразователей с резонансным реактором в цепи переменного тока для различных рабочих частот, полученные с использованием имитационной модели. На ВАХ маркером обозначены значения токов и напряжений, рассчитанные по формулам (3) и (4). В качестве базовых значений приняты напряжение V_н = 0,5V и ток нагрузки I_H = 2VCf₀ = V / (p√L/C) при частоте, равной резонансной, что соответствует режиму граничного тока при максимально возможном выходном напряжении.

ВАХ имеют характерную точку перегиба, указывающую на переход к квазирезонансному режиму с повышением нагрузки. Видно, что ток короткого замыкания уменьшается с ростом частоты. Это свойство квазирезонансной схемы с дозированной передачей энергии часто используется для ограничения аварийных токов и токов перегрузки в резонансных преобразователях [6]. При снижении частоты ток короткого замыкания увеличивается, но не превышает амплитудного значения I_кз< V / √L/C. Поэтому преобразователи второй группы не критичны к коротким замыканиям нагрузки и не требуют специально спроектированных средств защиты.

При снижении частоты ниже резонансной на ВАХ появляются участки, соответствующие режиму прерывного тока резонансного реактора. ВАХ на этом участке определяется формулой (1), то есть преобразователь работает в режиме стабилизатора мощности. Условием перехода к прерывистому току является снижение тока I₀ до 0 (отсутствует интервал возврата энергии). Аналитическое выражение, при котором выполняется данное условие, получено из формулы (4) и в относительных единицах имеет вид

Кривая граничного тока резонансного реактора для частот работы меньше резонансной показана прерывной линией на графике (рис. 7).

В трансформаторных схемах, из-за наличия тока намагничивания, кривая первичного тока несколько отличается. Однако это обстоятельство практически не влияет на статические характеристики преобразователей при условии, что индуктивность намагничивания значительно превышает индуктивность рассеяния обмоток трансформатора. Более того, ток намагничивания полезен для мягкой коммутации силовых ключей, поскольку обеспечивает полный перезаряд выходной емкости коммутируемого транзистора (или емкостного снаббера) на этапе выключения. Поэтому согласующий трансформатор следует конструировать с учетом ограничений, накладываемых на значения индуктивностей рассеивания и намагничивания из условия обеспечения требуемого значения резонансной частоты и высокой эффективности преобразователя [5, 7].

Преобразователи второй группы по сравнению с КПДПЭ первой группы имеют более широкие возможности по способам регулирования выходных параметров. Регулирование может осуществляться изменением рабочей частоты как выше, так и ниже резонансной, а также путем асимметричной широтно-импульсной модуляции (АШИМ).

С точки зрения снижения потерь в силовых ключах предпочтительно регулирование на частоте ниже резонансной. Однако такой способ ухудшает условия фильтрации входного и выходного тока, а потому целесообразен там, где диапазон регулирования частоты ограничен.

Использование АШИМ в преобразователях с дозированной передачей энергии представляет особый интерес. Результаты исследования АШИМ-преобразователя, выполненного по схеме рис. 4а, приведены в [5]. На рис. 4 представлены нормализованные вольт-ампер­ные характеристики преобразователя. ВАХ имеют падающий характер. Ток короткого замыкания ограничен. Диапазон регулирования широкий. При выходном напряжении V_н* = (0,7–0,95) изменение коэффициента заполнения D в пределах 50–10% приводит к регулированию тока от 100% до 6–8%. Преобразователь обладает высокой эффективностью, поскольку сохраняется мягкое включение силовых транзисторов при нуле напряжения и тока.

Применение асимметричного ШИМ в преобразователе (рис. 4г) ограничено, поскольку при снижении коэффициента заполнения D возможен переход к жесткому включению силовых транзисторов.

Преобразователи третьей группы — это преобразователи второй группы с выходным фильтром, начинающимся с реактора. Таким образом, в преобразователе два резонансных реактора. Один из резонансных реакторов включен последовательно с нагрузкой и обеспечивает сглаживание тока, а второй находится в цепи переменного тока. Благодаря реактору в цепи переменного тока реализуется режим мягкого включения силовых транзисторов при непрерывном токе в выходном реакторе L2. Достоинством преобразователей третьей группы является низкий уровень динамических потерь в силовых ключах, а также отсутствие ограничений для АШИМ-регулирования. Недостаток — более высокая сложность (дополнительный реактор и два фиксирующих диода).

На рис. 10 в качестве примера приведена схема силовой части (а) и осциллограммы работы одного из таких преобразователей при частотном (б) и АШИМ (в) регулировании. На рис. 11 показаны эквивалентные схемы для различных интервалов работы, в соответствии с осциллограммами (рис. 10б). На интервале t₀–t₁ происходит сброс энергии, накопленной в реакторе L1. При этом ток реактора L2 замыкается через диоды VD5, VD6 и нагрузку. На интервале t₁–t₂ дозирующий конденсатор С1 начинает перезаряжаться током реактора L1 и достигает в момент t₂ значения тока реактора L2. Реакторы на интервале t₂–t₃ образуют с источником питания V и диодом VD6 последовательную цепь дальнейшего заряда конденсатора С1. При заряде С1 до напряжения питания ток начинает замыкаться через диод VD3 (интервал t₃–t₄). В момент t₄ транзистор VT1 запирается, и вновь возникает этап возврата в источник питания энергии, накопленной в реакторе L1.

Если предположить, что ток в реакторе L2 идеально сглажен, то для ВАХ преобразователей третьей группы получим расчетное выражение

которое следует из формулы

фиксирующей тот факт, что энергия, передаваемая нагрузке, равна энергии дозирующего конденсатора за вычетом энергии, возвращенной источнику питания реактором L1. В относительных единицах ВАХ имеет следующий вид:

V_н* = V_н/0,5V; I_н* = I_н/2VCf_ном; f_* = f/f_ном; f₀ = 1 / 2p√LC; f_ном — частота, соответствующая передаче максимальной мощности в нагрузку для случая L = 0.

Формулы (6–8) действуют для основного режима работы, когда включаются фиксирующие диоды VD3, VD4. При выходе из этого режима преобразователь работает как резонансный.

На рис. 12 изображены ВАХ, полученные с использованием имитационной модели преобразователя для различных рабочих и резонансных частот, а также коэффициента заполнения D при АШИМ-регулировании. На ВАХ маркерами нанесены значения тока и напряжения, рассчитанные по формуле (8). Особенностью регулирования, осуществляемого путем снижения рабочей частоты ниже номинальной, является практически неизменный ток короткого замыкания, что строго соответствует полученным аналитическим выражениям. При повышении рабочей частоты по отношению к номинальной ток короткого замыкания уменьшается (кривая 4 на рис. 12).

АШИМ дает возможность осуществить глубокое регулирование тока и напряжения. Регулирование в режиме АШИМ реализуется путем изменения времени, предоставляемого для заряда дозирующего конденсатора. В результате напряжение на нем плавно снижается по мере уменьшения времени проводимости силового ключа t_VT1 и, соответственно, коэффициента заполнения D = t_VT1 / T. Работа в основном режиме характеризуется возникновением ситуации, когда действует только диод, фиксирующий напряжение на дозирующем конденсаторе на нулевом уровне.

В заключение следует отметить, что при параллельной работе преобразователей второй и третьей группы возможна реализация фазосдвигающей ШИМ. Такие же возможности имеют мостовые схемы этих преобразователей.

Заключение

Результаты анализа схем и статических характеристик квазирезонансных преобразователей с дозированной передачей энергии на полностью управляемых ключах позволяют сделать следующие выводы.

Преобразователи с резонансным реактором в цепи переменного тока (вторая и третья группа):

• обеспечивают естественное (без использования замкнутых систем регулирования) ограничение тока короткого замыкания;
• имеют широкие возможности по способу регулирования выходных параметров (ЧИМ и асимметричный ШИМ);
• реализуют режим мягкой коммутации силовых ключей при глубоком регулировании выходного тока и напряжения;
• обеспечивают реализацию гальванической развязки и согласования с нагрузкой при помощи трансформатора, работающего на повышенной частоте;
• перспективны для приложений с высоко динамичными режимами и перегрузками по току;
• для повышения экономичности могут работать как резонансные, переходя к квазирезонансным схемам в переходных и перегрузочных режимах [6].

Преобразователи с резонансным реактором в цепи постоянного тока (первая группа) перспективны для приложений с высоко динамичными режимами, однако имеют ограничения по применению, поскольку:

• требуют усложнения системы управления для обеспечения режима мягкой коммутации силовых ключей;
• осуществляют регулирование выходных параметров только изменением частоты ниже номинальной;
• гальваническая развязка требует использования дополнительного преобразователя.

Повышение эффективности источников питания светодиодных светильников при мощности 50 Вт и более достигается за счет применения резонансного последовательного инвертора [1, 2]. Инвертор обеспечивает мягкую коммутацию силовых ключей при повышенной рабочей частоте, а также низкую загрузку по току силовых элементов (полупроводников, конденсаторов, трансформатора). Для регулирования света на стороне выпрямленного напряжения обычно используется дополнительный каскад (понижающий или повышающий преобразователь), стабилизирующий ток и реализующий НЧШИМ, или аналоговое регулирование светового потока.

Инвертор имеет возможность аналогового регулирования собственными средствами путем изменения частоты или использования АШИМ. Применение НЧШИМ ограничено из-за относительно высокой инерционности процессов в преобразователе, что приводит к ухудшению формы импульсов выходного тока. Как показано в [3], использование квазирезонансного инвертора вместо резонансного позволяет качественно улучшить динамические характеристики источника питания при сохранении возможности стабилизации и регулирования тока изменением рабочей частоты. Можно отказаться от дополнительного звена преобразования, что потенциально способствует повышению КПД преобразования.

Однако выбор способа регулирования пока остается под вопросом. Помимо частотного, существует возможность АШИМ-регулирования на постоянной частоте. Этот способ на сегодня не исследован применительно к квазирезонансным преобразователям на базе последовательного инвертора с ограничительными диодами.

Представляет практический интерес сравнительная оценка эффективности различных способов регулирования. В качестве критерия могут служить потери мощности в силовых элементах, а также статические и динамические характеристики при заданном диапазоне регулирования, требованиях к форме тока светодиодов и его пульсациям.

Одна из возможных схем реализации DC/DC-преобразователя на базе квазирезонансного инвертора представлена на рис. 1. Силовая схема последовательного квазирезонансного инвертора отличается от резонансного аналога наличием диодов, обеспечивающих ограничение напряжения на разделительном конденсаторе С2 на уровне входного напряжения (V) или нуля напряжения. При этом энергия, получаемая конденсатором на этапе заряда, и энергия, отдаваемая на этапе разряда, будет ограничена и составит:

W_C≤0,5CV²,                         (1)

где С — емкость разделительного конденсатора; V — напряжение питания инвертора. В преобразователе возможны следующие режимы, которые зависят от значения напряжения на разделительном конденсаторе к моменту смены полярности тока в первичной обмотке согласующего трансформатора (TV1): перезаряд конденсатора до граничных значений («квазирезонансный» режим); конденсатор не перезаряжается до граничных значений («резонансный» режим). В граничном режиме напряжение на конденсаторе достигает предельного значения непосредственно на момент начала очередной коммутации (конденсатор на всем полупериоде 0,5Т включен в цепь первичной обмотки трансформатора). Для граничного режима справедлива формула:

где I_LED — средний ток светодиодной цепи; n = w₁/w₂ — коэффициент трансформации; f — рабочая частота инвертора.

Управление транзисторами полумоста осуществляется от драйвера DA1. Аналоговое регулирование тока производится заданием управляющего постоянного напряжения на вход ADIM. НЧШИМ-регулирование производится по входу DIM импульсным напряжением заданной частоты изменяемой скважности. Для управления транзисторами выпрямителя используются специализированные драйверы ZXGD3101 (DA2, DA3).

Исследование работы DC/DC-преобразователя проводилось с использованием схемотехнического моделирования.

Сравнительные характеристики способов аналогового регулирования тока

При аналоговом регулировании тока возможны три способа регулирования:

• частотное путем изменения рабочей частоты ниже резонансной (f<f₀);
• частотное путем изменения рабочей частоты выше резонансной (f>f₀);
• асинхронный ШИМ — изменение коэффициента заполнения импульсного управляющего напряжения на постоянной рабочей частоте.

Резонансная частота последовательного инвертора определяется формулой:

f₀ = 1/(√LC).                       (3)

Здесь

L = L_lkp+(L_lks/n²)||L_m = L_lkp+L_lkp||L_m,   (4)

где L — индуктивность первичной стороны трансформатора в режиме короткого замыкания нагрузки; L_lkp — индуктивность рассеяния первичной обмотки; L_lks — индуктивность рассеяния вторичной обмотки; L_m — индуктивность намагничивания.

На рис. 2 приведены осциллограммы первичного тока и напряжения на разделительном конденсаторе в макетном образце преобразователя мощностью 100 Вт при частотном и асимметричном регулировании.

Частотное регулирование f<f₀

При данном способе регулирования в рабочем диапазоне изменения напряжения (V_LED) и тока (I_LED) светодиодной цепи при заданной частоте реализуется режим постоянства мощности:

P_LED = ηCV²f = V_LEDI_LED.              (5)

Формула (5) учитывает КПД (η) DC/DC-преобразователя. Соответственно, регулировочная характеристика имеет вид:

I_LED = (ηCV²f)/V_LED.              (6)

Для расчета емкости выходного конденсатора может быть использована формула [3]:

C_OUT ≈ (0,5f₀nVC)/(f_minDI_LEDNr_T),    (7)

где DI_LED — размах пульсаций тока светодиодов; N — количество светодиодов; r_T —дифференциальное сопротивление линеаризованной ВАХ светодиода; f_min — минимальная частота регулирования.

Частотное регулирование f>f₀

При использовании этого способа регулирования возможна работа как в квазирезонансном, так и в резонансном режиме. Переход от первого режима ко второму осуществляется по мере увеличения частоты инвертирования. Чем выше значение V_LED, тем при более низкой частоте осуществляется переход в резонансный режим.

При заданном диапазоне регулирования тока светодиодов максимальная частота зависит от соотношения между индуктивностями рассеяния и намагничивания согласующего трансформатора и рабочего напряжения на светодиодах. Максимальную частоту регулирования f_max = 1/T_min можно определить из следующих формул:

I_mPIC ≈ 0,25T_min(nNV_T/L_m)

и

nNV_T ≈ 0,5VL_m/(L_m+L_lkp),           (8)

характеризующих работу согласующего трансформатора в граничном режиме, когда напряжение на его выходе равно порогу отпирания последовательной светодиодной цепи (N — количество светодиодов, V_T — пороговое напряжение ВАХ светодиода). Формулы (8) определяют пиковое значение тока намагничивания I_mPIC. Правильный выбор значения этого тока влияет на коммутационные процессы при выключении и, соответственно, на потери мощности в силовых МДП-транзисторах.

На рис. 3 представлены регулировочные характеристики преобразователя, полученные с использованием схемотехнической модели. Зависимости даны в относительных единицах. В качестве базовых величин использован номинальный ток I_LEDНОМ и номинальная частота f_НОМ = f₀. Зависимости учитывают влияние напряжения на светодиодах V^*_LED = nV_LED/0,5V (рис. 3а) и соотношение между индуктивностями намагничивания и рассеивания (рис. 3б), которое определяется выражением m = L_P/L [3, 4], где L_P = L_lkp+L_m — индуктивность первичной стороны трансформатора в режиме холостого хода. На рис. 2 видно, что диапазон изменения частоты зависит от указанных параметров. Он сокращается с ростом рабочего напряжения на выходе преобразователя и уменьшением коэффициента m.

Регулирование тока с использованием АШИМ f ≈ f₀

Асимметричная широтно-импульсная модуляция представляет особый интерес. По сравнению с симметричной ШИМ в АШИМ сохраняется мягкое включение транзисторов. Однако в режиме регулирования уменьшается в два раза частота пульсаций выходного тока.

Исследование преобразователя в этом режиме проведено с использованием схемотехнической модели. На рис. 4 представлены вольт-амперные (рис. 4а) и регулировочные характеристики (рис. 4б) преобразователя. Характеристики построены в относительных единицах. В качестве базовых величин использованы напряжение 0,5V и амплитуда тока перезаряда конденсатора при коротком замыкании нагрузки I_CPIC = V/√L/C. Как видно из рис. 4а, характеристики имеют падающий характер. Ток короткого замыкания ограничен благодаря диодам VD2, VD3. Диапазон регулирования широкий. При рабочем выходном напряжении V_OUT = (0,7–0,95)V_OUTmax изменение коэффициента заполнения D — 50–10% приводит к регулированию тока от 100 до 6–8%.

Примечательная особенность схемы — возможность одновременного регулирования по каналам АШИМ и НЧШИМ благодаря высокому качеству кривой импульсного тока (рис. 5).

Сравнение потерь мощности при различных способах регулирования

Потери мощности в силовых МДП-транзисторах

Потери в транзисторах инвертора:

P_VT = P_VT(on)+P_VToff,                 (9)

P_VT(on) = I²_VT1RMSR_DS(on)+I²_VT2RMSR_DS(on), (10)

P_VToff = P_VT1off+P_VT2off = 0,5V(I_VT1off+I_VT2off)t_ff,            (11)

где P_VT(on) — потери в транзисторе в открытом состоянии; R_DS(on) — сопротивление транзистора в открытом состоянии; I_VTRMS — действующий ток транзистора; P_VToff — потери на этапе запирания; I_VToff — ток на момент начала запирания; t_f — время спада тока.

Потери в ограничительных диодах:

P_VD(on) = V_T(I_VD1AV+I_VD2AV)+(I²_VD1RMS+I²_VD2RMS)r_T.              (12)

В формуле (12) V_T, r_T — пороговое напряжение и дифференциальное сопротивление; I_VDAV, I_VDRMS — средний и действующий токи диода соответственно.

Потери в МДП-транзисторах выпрямителя без учета потерь проводимости их диодов:

P_VT(on) = I²_VT3RMSR_DS(on)+I²_VT4RMSR_DS(on). (13)

Температура p-n-перехода приборов напрямую связана с потерями мощности в них и условиями охлаждения. Для упрощения расчета температура T_j была принята для всех приборов равной +100 °С. При расчетах использовалось прямое измерение токов в схемотехнической модели преобразователя. Потери мощности оценивались для каждого из режимов регулирования тока в диапазоне 100–15% для базовой частоты 100 кГц, соответствующей номинальному режиму работы преобразователя с мощностью 150 Вт (100%). Расчет параметров преобразователя произведен по методике, приведенной в [3]. Транзисторы инвертора VT1, VT2 — SPD07N60C3; ограничительные диоды VD1, VD2 — DLSF18; транзисторы выпрямителя VT3, VT4 — BSZ16DN25NS3.

Потери мощности в трансформаторе

Предварительный расчет согласующего трансформатора квазирезонансного инвертора проведен согласно методике, изложенной в [4], с учетом ограничений, накладываемых на значения индуктивностей рассеивания и намагничивания из условия обеспечения резонансной частоты, мягкого выключения силовых транзисторов и эффективности преобразователя. Окончательные параметры уточнены при макетировании трансформатора. Параметры трансформатора приведены в таблице 1.

Таблица 1. Параметры согласующего трансформатора

Мощность, ВА	150
Магнитопровод	E 42/21/15
Феррит	N87
Немагнитный зазор, мм	0,5
Число витков первичной обмотки (1)	54
Провод	Litz 0,1×120 (0,94 мм2)
Число витков вторичной обмотки (2–1)	54
Провод	Litz 0,1×60 (0,47 мм2)
Число витков вторичной обмотки (2–2)	54
Провод	Litz 0,1×60 (0,47 мм2)
Индуктивность L (КЗ вторичной обмотки), мкГн	239
Индуктивность Lp (режим ХХ), мкГн	1375

Расчет потерь мощности производился по методике, данной в [5]. При расчете учитывались изменения рабочей частоты, значения тока первичной обмотки и амплитуды индукции B_m = DB/2 в сердечнике в процессе регулирования. Результаты расчета потерь мощности в трансформаторе и силовых ключах представлены на рис. 6.

Суммарные потери мощности

Как видно на рис. 6, минимальную суммарную мощность потерь в диапазоне регулирования 100–20% обеспечивает частотное управление f<f₀. Это обусловлено снижением динамических потерь с уменьшением частоты, как в силовых ключах, так и в трансформаторе. Следует отметить, что меньше также потери на управление, которые не учтены в общих потерях. Однако на практике управление снижением частоты имеет ограниченный диапазон регулирования тока из-за роста емкости выходного конденсатора при заданных пульсациях тока. Рекомендованный диапазон регулирования как отношение номинального значения тока светодиодов к минимальному значению этого тока не более 3/1. Увеличение емкости выходного фильтра снижает также динамические показатели преобразователя.

Результаты проведенного анализа способов управления представлены в таблице 2. Сравнение показывает некоторое преимущество способа АШИМ по гибкости управления, а частотного f<f₀ — по КПД. Однако явного фаворита здесь нет. Применение того или иного способа зависит от типа светильника, его мощности, а также длительности эксплуатации с пониженной мощностью. Поэтому на практике возможно использование всех рассмотренных способов для аналогового регулирования тока.

Таблица 2. Сравнительная оценка способов аналогового регулирования тока квазирезонансного DC/DC-преобразователя

Способ управления	Диапазон регулирования тока	Потери мощности	Габариты выходного фильтра	Совместное управление с НЧШИМ
Частотное управление f>f0	Широкий — 10	Умеренные — 6	Малые — 10	Затруднено — 2
Частотное управление f<f0	Ограниченный — 5	Низкие — 8	Большие — 5	Возможно — 5
Асимметричный ШИМ	Широкий — 10	Умеренные — 5	Малые — 8	Возможно — 5

Примечание: Оценка дана по десятибальной шкале.

Заключение

• Для аналогового регулирования тока в широком диапазоне его изменения целесо­образно применять асимметричный ШИМ или частотное управление f>f₀.
• При регулировании способом НЧШИМ для ограниченного диапазона изменения выходного напряжения (что характерно для светодиодной нагрузки) рекомендуется для стабилизации уровня тока использовать частотное управление при f<f₀.

Одним из важнейших элементов, от параметров которых существенно зависит энергопотребление аппаратуры в дежурном режиме, или режиме ожидания, являются импульсные источники питания (SMPS). Цель, поставленная «Планом одного ватта», практически решена, и в настоящее время производители полупроводниковых приборов для SMPS прилагают усилия для дальнейшего повышения эффективности своих микросхем и снижения энергопотребления аппаратуры в этом режиме.

Микросхемы для SMPS фирмы Sanken уже давно получили заслуженное признание у ведущих мировых производителей электроники, так как они отличаются весьма высокой надежностью. Автор в течение ряда лет обеспечивал сервисное сопровождение аппаратуры видеозаписи ряда профессиональных тиражирующих студий и региональных телекомпаний, оснащенных профессиональными видеомагнитофонами и видеокамерами преимущественно фирмы Panasonic с SMPS. Они были выполнены на основе микросхем, выпущенных на заводах Sanken (микросхемы с маркировкой SK, используемые в недорогой бытовой аппаратуре, совсем необязательно выпущены на предприятиях фирмы). На тиражирующих студиях десятки аппаратов работали практически в круглогодичном режиме (профессиональные видеомагнитофоны оснащены счетчиками наработки). За несколько лет был зарегистрирован единственный отказ микросхемы STR-M6545, вызванный броском напряжения в сети.

Более чем 60-летняя история фирмы Sanken Electric Co., Ltd (Нииза, префектура Сайтама, Япония) началась в 1937 г. с образования в структуре исследовательской лаборатории Toho Industrial Research Laboratory подразделения по производству и испытаниям селеновых выпрямителей. В 1946 г. Тетсуи Котани (Tetsuji Kotani), в то время руководитель уже расформированной лаборатории, основал компанию Toho Sanken Electric Co., Ltd. В 1962 г. фирма получила современное название. Организационно Sanken представляет собой группу компаний с одноименными названиями (Group Company), находящихся в различных префектурах Японии, а также в Корее, Китае, Индонезии, Сингапуре, Великобритании, Гонконге и на Тайване. Кроме того, в группу входят и самостоятельные американские фирмы Allegro Microsystems, Inc. и Polar Semiconductor, Inc. (всего в группе 25 фирм). Годовой объем продаж Sanken Electric в 2008 г. составил 147 млрд йен. Фирма выпускает силовые микросхемы, дискретные полупроводниковые приборы, источники бесперебойного питания, импульсные источники питания, сетевые адаптеры и фильтры, инверторы и системы питания. Президент фирмы — Садатоси Ииджима (Sadatoshi Iijima). Один из крупнейших заводов фирмы Kawagoe Plant в Кавагое (префектура Сайтама) в 1999 году сертифицирован по стандарту ISO14001.

Листы данных на выпускаемые Sanken микросхемы для квазирезонансных источников питания можно получить на сайте фирмы [2] только по запросу, однако они доступны на сайте фирмы Allegro в отдельном разделе Sanken [3]. На ноябрь 2009 года в каталоге Allegro было представлено 6 типов микросхем обратноходовых квазирезонансных преобразователей (Quasi-Resonant Flyback Switching Regulator) Sanken серии STR-W6750. А в сентябре 2009 года фирма представила новую серию квазирезонансных преобразователей серии STR-Y6700 (внешний вид устройства показан на рис. 1) [4]. Массовое производство этих микросхем началась в ноябре, а в первом полугодии 2010 года компания будет выпускать до 1 млн штук в месяц. Классификационные параметры микросхем Sanken для квазирезонансных преобразователей приведены в таблице. Использованная в статье терминология базируется на материалах, входящих в состав технической документации Allegro/Sanken (Data Sheet, Application Notes, New Release, Reference Design и другие документы). Для некоторых терминов и сокращений приведены оригинальные термины и аббревиатуры, используемые в документации Allegro/Sanken.

Таблица. Классификационные параметры микросхем Sanken серий STR-W6750, STR-Y6700

Наименование	Uсн, В	Ic, А	Pпотр, вт	Rсн, Ом	tr, мкс	P (при сетевом напряжении 100 в), Вт	P (при сетевом напряжении 230 в), Вт	P (при сетевом напряжении 85- 264 в), Вт	Р (для постоянного напряжения в 380 В), Вт
STR-W6735	500	20	0,8	0,57	0,4	120	—	—
STR-W6753	650	11,2	0,8	1,7	0,4	—	—	120	—
STR-W6754	650	15	0,8	0,96	0,4	—	—	160	—
STR-W6756	650	15	0,8	0,73	0,4	—	—	240	—
STR-W6765	800	11,2	0,8	1,8	0,4	—	—	110	—
STR-Y6734	500	—	—	1,3	—	60	—	—	—
STR-Y6735	500	—	—	0,8	—	120	—	—	—
STR-Y6752	650	—	—	2,8	—	—	70	50	80
STR-Y6753	650	—	—	1,9	—	—	90	60	100
STR-Y6754	650	—	—	1,4	—	—	100	67	120
STR-Y6755	650	—	—	1,1	—	—	110	75	135
STR-Y6756	650	—	—	0,6	—	—	130	100	150
STR-Y6763	800	—	—	3,5	—	—	60	50	80
STR-Y6765	800	—	—	2,1	—	—	100	70	120
STR-Y6766	800	—	—	1,7	—	—	120	80	140

Микросхемы серии STR-W6750 предназначены для сетевых квазирезонансных импульсных источников питания (Off-Line Quasi-Resonant Switching Regulators). Это гибридные приборы (HIC), в состав которых входят схемы управления, защиты и мощный MOSFET. STR-W6750 обеспечивают в рабочем режиме высокую эффективность и малый уровень электромагнитных излучений. Одним из основных недостатков квазирезонансных преобразователей, выполненных по стандартным схемам с переключением при нулевом напряжении (ПНН/ ZVS) или нулевом токе (ПНТ/ZCS), является невозможность сохранения квазирезонансного режима при малых нагрузках (Light Output Loads). При уменьшении нагрузки до определенного уровня квазирезонансные SMPS, выполненные по схемам ПНН/ПНТ, переходят в режим жесткого переключения, и эффективность преобразования падает. В микросхемах серии STR-W6750 этот недостаток устранен введением специального режима работы «со сдвигом нижнего уровня» (Bottom-Skip Quasi-Resonant Operation). В режиме ожидания используется режим блокирования внутреннего генератора импульсов (Auto-Burst Mode), обеспечивающий малое потребление электроэнергии. Микросхемы выпускаются в пластиковом корпусе с семью выводами (Fully molded TO-220). Особенности микросхем (Features):

• Блокирование генерации в режиме ожидания (Intermittent Oscillation Operation In Standby Mode).
• В дополнение к стандартному квазирезонансному режиму (ПНН) добавлен режим «со сдвигом нижнего уровня» (Bottom-Skip Function), что обеспечивает высокий КПД при любых нагрузках.
• Режим «мягкого» запуска (Soft-Start Operation).
• Снижение уровня помех переключения, обеспечиваемое режимом шагового управления (Step-Drive Function).
• Наличие эффективных схем защиты от перегрузок по току, напряжению и от перегрузок по выходу.
• Совместимость с SMPS, выполненных по стандартным схемам с ШИМ-управлением, что обеспечивает возможность их модернизации.

Структура микросхем приведена на рис. 2.

В ее состав входят:

• источник постоянного тока (Reg&Iconst);
• прерыватель (Burst Control);
• схема защиты от перенапряжений (Over Voltage Protection, OVP);
• триггер защиты (Protection latch); драйвер затвора MOSFET (Drive Reg);
• генератор (OSC);
• схема защиты от перегрузки по выходу SMPS (Over Load Protection, OLP);
• схема «мягкого» запуска (Soft Start);
• селектор режимов (Bottom Selector);
• счетчик (counter);
• усилитель сигнала обратной связи (FB);
• схема токовой защиты (Over Current Protection, OCP);
• усилители сигналов детектора нулевого напряжения (BD, BSD).

Функциональные назначения выводов микросхем:

• Вывод 4 (V_cc) — многофункциональный вывод, предназначенный для подачи напряжения питания на схемы управления (Bias). Схема запуска (Start-up Circuit) приведена на рис. 3. В момент подачи сетевого напряжения конденсатор С3 заряжается через резистор R2, до момента запуска ток потребления I_cc не превышает 100 мкА. Запуск микросхемы происходит при V_cc ≈ 18,2 B, а блокировка — при напряжении V_cc ≈9,7 B (старт/стоп с гистерезисом). В рабочем режиме (после запуска) питание микросхемы обеспечивает выпрямитель D2, C3, подключенный к обмотке смещения (Bias Winding). Диапазон рабочих напряжений на выводе V_cc — 10,6-25,5 B. Для более надежной работы SMPS рекомендуется последовательно с диодом D2 включать резистор с небольшим сопротивлением ≈5-50 Ом. Рекомендуемые номиналы резистора R2 и конденсатора С3: 47-150 кОм (для сети 120 В), 82-330 кОм (для сети 220 В), 4,7-47 мкФ. Схема защиты от перенапряжений (OVP) срабатывает при увеличении напряжения на выводе V_cc до 27,7 В. Микросхема выключается и находится в таком состоянии, пока конденсатор С3 не разрядится до напряжения примерно 9,7 В, после чего начинается стандартный процесс запуска.

• Вывод 5 (Soft Start/Over Loading Protection, SS/OLP) — вход схем «мягкого» запуска и защиты от перегрузки по выходу. К выводу подключается внешний конденсатор, что обеспечивает реализацию режимов «мягкого» запуска микросхемы и защиту от перегрузки по выходу. На рис. 4 показаны временные диаграммы сигналов, поясняющие функционирование микросхемы в режимах «мягкого» запуска (Soft Start), перегрузки (OLP) и нормального рабочего режима (Normal). Напряжение на выводе 5 в режиме «мягкого» запуска изменяется от 0 до 1,2 В. При достижении определенной величины отбираемой от SMPS мощности срабатывает схема защиты OLP, и работа микросхемы блокируется в течение интервала, определяемого в основном величиной емкости конденсатора, подключенного к выводу 5 микросхемы. Работа схемы защиты от перегрузки по выходу OLP зависит и от состояния схемы токовой защиты ОСР. Подробности взаимодействия этих схем приведены в [5].

• Вывод 6 (Feed Back, FB) — вход сигнала обратной связи, подаваемого через оптическую развязку от вторичных цепей. Вход задействован при работе в нормальном режиме (стабилизация выходного напряжения) и в режиме ожидания. При больших нагрузках микросхема работает в режиме стабилизации выходного тока, при этом пиковые значения импульсного тока стока MOSFET изменяются в зависимости от изменения напряжения на выводе 6 и внутреннего напряжения в точке V_OCPM (рис. 2), осуществляющего сброс тока MOSFET сигналом с импульсного трансформатора в соответствии с логикой работы квазирезонансных регуляторов. На рис. 5 показаны временные диаграммы тока стока MOSFET (IDS) и напряжения V_OCPm при большой (Over Load), средней (Normal Load) и малой (Light Load) нагрузках. При отсутствии сигналов сброса от трансформатора внутренний генератор формирует последовательность импульсов с частотой следования около 22 кГц. При уменьшении напряжения на выводе 6 до порогового значения V_FBof = 1,45 B (при малой нагрузке) генерация блокируется (Intermittent Oscillation Starts), и микросхема переходит в режим ожидания.

• Вывод 7 (Over Current Protection/Bottom Detection, OCP/BD) — вход схем токовой защиты и детектора нулевого тока. Для работы схемы токовой защиты необходимо установить внешний резистор R_OCP (датчик тока истока MOSFET) между выводом 3 и общим корпусом SMPS, а также внешние элементы C5, R4, как показано на рис. 6. Схема токовой защиты будет срабатывать при достижении напряжения на выводе 7 порогового значения V_OCPBD(j_im) = -0,94 B. Номинал резистора R4 выбирают в пределах 100-330 Ом, конденсатора С5 — в пределах 100-680 пФ, номинал резистора R_OCP выбирается в зависимости от режима работы конкретных типов микросхем.

Микросхемы могут работать в стандартном квазирезонансном режиме и в режиме «со сдвигом нижнего уровня» (Bottom-Skip Operation или Shift from Quasi-Resonant Operation — «квазирезонансный режим со сдвигом»). Реализация квазирезонансного режима осуществляется в соответствии со схемой, приведенной на рис. 7. Основная особенность квазирезонансного режима — переключение MOSFET в нижней точке резонансной характеристики цепи, образованной первичной обмоткой импульсного трансформатора Р (Primary Winding) и конденсатором C_R (резонансная частота f_r ≈ C_RxL_p, где L_p — индуктивность первичной обмотки импульсного трансформатора). Элементы C10, D3, D4, R9, включенные между обмоткой смещения (Bias Winding) и выводом 7 микросхемы, обеспечивают необходимую для работы задержку сигнала переключения. При уменьшении напряжения на выводе 7 до значения V_OCPBD (th2) = 0,8 B, соответствующего малой нагрузке SMPS, микросхема переходит в режим с обычным ШИМ-управлением с постоянной частотой переключения около 22 кГц. Номинал резистора R9 должен быть в пределах 1-3,3 кОм, конденсатора С10 — около 1000 пФ. Как уже было отмечено, КПД источника питания при этом снижается, чтобы этого избежать, осуществляется автоматический переход схемы в режим работы «со сдвигом».

Квазирезонансный режим со сдвигом активируется при малой нагрузке вторичных цепей и обозначается статусом Light Load, стандартный квазирезонансный режим при большой нагрузке обозначается статусом Heavy Load. Временные диаграммы, поясняющие работу микросхемы при различных статусах, приведены на рис. 8. Критерием выбора текущего статуса является величина отрицательного выброса напряжения V_OCP на выводе 7 микросхемы (рис. 8, диаграмма «в»), при увеличении отрицательного выброса на спаде импульсов коммутации свыше V_OCPBD (bs1) реализуется статус Heavy Load, а при его уменьшении выше уровня V_OCPBD (bs2) — Light Load. Переключение статуса (рис. 8, диаграмма «е») осуществляется с гистерезисом (V_OCPBD (bs1) — V_OCPBD (bs2)). Количество пиков на интервалах спадов импульсов напряжения на стоке MOSFET (рис. 8, диаграмма «а») при статусе Light Load определяется порогами напряжения V_OCPBD (th1)/(th2). На уровне V_OCPBD (th2) происходит расщепление импульсов с соответствующим изменением их длительностей и периода следования. В результате период следования и длительность активных интервалов переключения MOSFET увеличивается, что и ведет к увеличению эффективности преобразования (КПД) SMPS. Подробности функционирования микросхем при различных статусах и особенности расчета элементов задержки схемы приведены в [5].

Работа микросхемы в дежурном автоматическом прерывистом режиме, обеспечивающем снижение потребления электроэнергии, иллюстрируется временными диаграммами, приведенными на рис. 9. Вхождение в режим Auto-Burst Mode происходит при увеличении напряжения на выводе FB микросхемы выше порогового значения V_FB(s), выход из дежурного режима — при увеличении напряжения на выводе V_cc до порогового значения V_ccon. При величине напряжения V_ca происходит кратковременный запуск микросхем (Burst Mode). Вывод 1 (D) — вывод стока MOSFET, вывод 4 (S/GND) — вывод истока.

Приведем некоторые параметры микросхем STR-W6753/54/56/65, отсутствующие в таблице:

• Напряжение запуска (V_ccon) — 16,3-19,9 В, напряжение блокировки (Operation Stop Voltage, V_ccajf) — 8,8-10,6 В.
• Ток утечки MOSFET (Drain Leakage Current) — не более 0,3 мА, ток покоя I_ccoff — не более 100 мкА.
• Ток потребления в рабочем режиме (I_ccon) — не более 6,0 мА.
• Допустимый диапазон частот генератора импульсов (f_osc) — 10-25 кГц.
• Пороговые напряжения входа в квазирезонансный режим со сдвигом и выхода из него (Bottom-Skip Operation Threshold Voltage, V_OCPBD (bs1)/(bs2)) — -(605-720)/-(385-485) мВ.
• Пороговые напряжения входа в стандартный квазирезонансный режим и выхода из него [(V_OCPBD (th1)/(th2)] — (280-520)/(670-930) мВ.
• Пороговые напряжения на выводе FB (V_FBoff) — 1,32-1,58 B.
• Пороговые напряжения входа в режим ожидания (V_cc) — 10,3-12,1 B.
• Потребляемая мощность (P_d = V_cc×I_cc) — не более 0,8 Вт.
• Рабочая температура -20…+115 °С, по требованию заказчиков возможна поставка микросхем в исполнениях -40…
  +115 °С.

В качестве примера на рис. 10 приведена электрическая принципиальная схема SMPS, рекомендованная фирмами Sanken/Allegro. Основные параметры такого источника питания: входное сетевое напряжение — 85-264 В; выходная мощность — 140 Вт; выходное напряжение/ток — 15 В ±5%/(0-9,33) А; КПД — 84% при сетевом напряжении 85 В и максимальной нагрузке. SMPS выполнен по схеме квазирезонансного преобразователя с режимом сдвига нижнего уровня (Bottom-Skip Function), уровень электромагнитных излучений (EMI noise) соответствует требованиям CISPR Class B (conductive). Аббревиатурами UFRD на схеме обозначены быстрые диоды (Ultra Fast Rectifier Diode), аббревиатурой SBD — мощный выпрямительный диод Шоттки. Сердечник трансформатора Т1 — типоразмера EER42 (рекомендован TDK PC40 EER-42). Особенности расчета трансформатора можно найти в руководстве по применению микросхем [5].

Разработанные фирмой Sanken новые перспективные микросхемы для квазирезонансных источников питания серии STR-Y6700 являются приборами с минимальной потребляемой мощностью в классе источников питания с выходной мощностью порядка 100 Вт (по данным фирмы, это наилучший мировой показатель на август 2009 года в данном классе микросхем). Мощность потребления микросхем — 30 мВт и менее при сетевом напряжении 100 В и 50 мВт и менее при 230 В (это примерно в три раза меньше, чем аналогичные показатели микросхем серии STR-W6700). Одна из целей новой разработки — дальнейшее снижение потребления электроэнергии источниками питания современной цифровой аппаратуры, работающей в дежурном режиме. Возможности решения этой задачи традиционными методами с использованием стандартных решений SMPS с ШИМ практически исчерпаны. Поэтому в новой серии микросхем использованы решения на основе усовершенствованного квазирезонансного режима работы SMPS и новых MOSFET с очень низким значением Rcu.

В микросхемах новой серии, как и в микросхемах серии STR-W6750, использован комбинированный квазирезонансный режим работы (стандартный и со сдвигом нижнего уровня), однако в SMPS на микросхемах STR-W6700 включение режима Bottom-Skip может сопровождаться заметными слышимыми шумами (Audible Noise), особенно при работе аппаратуры в режиме ожидания. Для устранения этого эффекта в микросхемах серии STR-Y6700 применены специальные схемы для подавления слышимых звуков. В дополнение к различным схемам защиты, используемым в микросхемах серии STR-W6750, в новых микросхемах применена схема поддержки напряжения питания V_CC (Bias Assist Function), обеспечивающая работу SMPS в режиме ожидания даже при значительном снижении сетевого напряжения (менее 80 В).

Предполагаемые области применения новых микросхем: цифровая домашняя электроника, вспомогательные источники питания кондиционеров, холодильников, стиральных машин, систем «умного дома» и т. п. Особенности микросхем:

• Наименьшая в мире потребляемая мощность (по данным фирмы на август 2009 года в классе 100-Вт SMPS).
• Квазирезонансный режим с высоким КПД, малыми звуковыми шумами и низким уровнем электромагнитных излучений.
• Режим сдвига нижнего уровня для повышения КПД при средних и малых нагрузках.
• Автоматическое включение дежурного режима при снижении или выключении нагрузки.
• Пониженный уровень слышимых звуков, создаваемых импульсным трансформатором.
• Различные схемы защиты: токовой, от перенапряжений, перегрузки по выходу, перегрева, коротких замыканий между обмотками трансформатора, «провалов» сетевого напряжения в дежурном режиме (Bias Assist Function).

Думаю, что блоки питания подобного типа нужно выделить в отдельную тему, т.к. с резонансниками у них общий только корень в названии

По сути, квазирезонансный ИИП принадлежит к семейству обратноходов обыкновенных, но используется во благо такое паразитное явление, как резонанс выходной ёмкости ключа и индуктивности намагничивания, после того, как трансформатор(для граммарнаци «дроссель») отдаст накопленную энергию в нагрузку.

Итак, по совету thickman’а собрал сей агрегат на контроллере L6565.

Понадобился мне он для питания ламповой части гибридного усилителя, поэтому особой мощности от него не требуется, а вот создавать помех он должен по-минимуму. Поэтому в некоторых моментах пришлось идти на компромисы с собственной совестью.

Проблема №1, которая возникает при питании накала ламп — это их низкое сопротивление в холодном состоянии. Для 6н1п — это 1.6 ом. Две лампы параллельно — это уже 0.8 ом. Хотя в разогретом состоянии они потребляют 1.2 ампера(две параллельно) при 6.5 вольтах. В общем, задача стояла запустить этот БП с подключенной нагрузкой. Во-первых рассчитал его под больший ток.

Во-вторых, обмотку самозапита рассчитал так, чтоб напряжение питания контроллера было на грани максимально допустимого для него. У L6565 минимальное напряжение внутреннеого стабилитрона 18 вольт, при этом защита от пониженного питания срабатывает максимум при 10 вольтах. Поэтому некоторый запас есть, чтоб контроллер не выключился, пока лампы разогреваются. Но такая вольность лишила меня возможности сделать триггерную защиту на случай обрыва цепи обратной связи, которую я развёл на плате, но не запаял(ибо бессмысленно).

Далее я решил сделать отражённое напряжение побольше, что даёт два плюса. Во-первых, чем выше отражёнка, тем меньше обратка на вторичке. Т.е. хоть и советуют для высоких напряжений ставить две обмотки последовательно, я сделал одну и обошёлся одним диодом UF4007. Кроме того, чем выше отражённое напряжение, тем выше амплитуда паразитных колебаний, а значит есть возможность открывать ключ при низком напряжении на нём. Хотя в моём случае это не особо помогло и ключ открывается при 200 вольт на нём, давая эти мерзкие токовые выбросы до 0.5А(шунт у меня 3 ома) в момент открытия ключа

На этом плюсы повышенного отражённого напряжения заканчиваются. Во-первых, чем меньше индуктивность вторички, тем выше в ней пиковый ток. Хотя, 5-ти амперный диод Шоттки в корпусе SMB(SS54) нисколько не нагрелся за 10 минут питания двух 6н1п(1.2 Ампера). Во-вторых, чем меньше индуктивность вторички, тем быстрее дроссель отдаёт свою энергию в нагрузку. А нужно, чтоб это время было не ниже 3.5 микросекунд(т.н. blanking time контроллера), иначе ключ будет включаться не на первом колебании, а на втором и даже третьем. В принципе, на приведённой выше осциллограмме запас есть. Нагрузка была 2 6н1п по низковольному выходу и 15 килоом по высоковольтному(400 вольт). В общем, практика говорит, что можно было ещё поднять отражённое напряжение. Вот так кстати выглядит осциллограмма на высоковольтной вторичке

Чуть более 800 вольт от пика до пика. Конечно, с учётом небольшой осцилляции внизу возникает риск пробития диода, но пока до киловольта не дошло. Пульсации на выходе пока не измерял, но в целом это и не сильно критично, т.к. в любом случае будет ещё RC фильтр, ибо 400 вольт мне много, просто с запасом сделал. Загасить 50 вольт резистором при токе в 20 миллиампер расточительством не считаю.

Ну и теперь по запуску. В общем-то без плясок с бубном не обошлось, но все пляски заключались в том, что колбасило обратную связь. К своему стыду я не разобрался с темой по замедлению обратной связи, поэтому пришлось прибегнуть к бубну. В конечном итоге, решил заводить обратную связь не после дросселя, а до него, перерезав соответствующую дорожку и впаяв проводок.

В целом, я доволен результатом, хотя в симуляции при отражёнке в 300 вольт, колебания доходили практически до нуля. Видимо какой-то параметр не учёл в симуляции. Схему выкладывать смысла не вижу, т.к. она есть в даташите. Ну а номиналы подбирал под свою задачу. Думаю, врядли кого заинтересует БП с точно такими же параметрами. А так штука конечно же интересная.

По секрету скажу, что до этого пытался сделать квазик на супер «вумном» контроллере от Infineon с кучей защит и счётчиком паразитных колебаний, но оказалось, что для моей задачи он не годится, ибо куча защит и не дала ему запуститься на холодных лампах.

Квазирезонансные преобразователи с высоким КПД

Описываемое устройство обеспечивает исключительно высокий КПД преобразования, допускает регулирование выходного напряжения и его стабилизацию, устойчиво работает при вариации мощности нагрузки. Интересен и незаслуженно мало распространен этот вид преобразователей — квазирезонансный, который в значительной мере избавлен от недостатков других популярных схем. Идея создания такого преобразователя не нова, но практическая реализация стала целесообразной сравнительно недавно, после появления мощных высоковольтных транзисторов, допускающих значительный импульсный ток коллектора при напряжении насыщения около 1,5 В. Главная отличительная особенность и основное преимущество этого вида источника питания — высокий КПД преобразователя напряжения, достигающий 97…98% без учета потерь на выпрямителе вторичной цепи, которые, в основном, определяет ток нагрузки.

От обычного импульсного преобразователя, у которого к моменту закрывания переключательных транзисторов ток, протекающий через них, максимален, квазирезонансный отличается тем, что к моменту закрывания транзисторов их коллекторный ток близок к нулю. Причем уменьшение тока к моменту закрывания обеспечивают реактивные элементы устройства. От резонансного он отличается тем, что частота преобразования не определяется резонансной частотой коллекторной нагрузки. Благодаря этому можно регулировать выходное напряжение изменением частоты преобразования и реализовывать стабилизацию этого напряжения. Поскольку к моменту закрывания транзистора реактивные элементы снижают до минимума ток коллектора, базовый ток также будет минимальным и, следовательно, время закрывания транзистора уменьшается до значения времени его открывания. Таким образом, полностью снимается проблема сквозного тока, возникающего при переключении. На рис. 4.22 показана принципиальная схема автогенераторного нестабилизированного блока питания.

Основные технические характеристики:

Общий КПД блока, %…………………………………………………………92;

Напряжение на выходе, В, при сопротивлении нагрузки 8 Ом ……. 18;

Рабочая частота преобразователя, кГц…………………………………..20;

Максимальная выходная мощность, Вт…………………………………….55;

По сути, квазирезонансный ИИП принадлежит к семейству обратноходов обыкновенных, но используется во благо такое паразитное явление, как резонанс выходной ёмкости ключа и индуктивности намагничивания, после того, как трансформатор(для граммарнаци «дроссель») отдаст накопленную энергию в нагрузку.

Итак, по совету thickman’а собрал сей агрегат на контроллере L6565.

Понадобился мне он для питания ламповой части гибридного усилителя, поэтому особой мощности от него не требуется, а вот создавать помех он должен по-минимуму. Поэтому в некоторых моментах пришлось идти на компромисы с собственной совестью.

Проблема №1, которая возникает при питании накала ламп — это их низкое сопротивление в холодном состоянии. Для 6н1п — это 1.6 ом. Две лампы параллельно — это уже 0.8 ом. Хотя в разогретом состоянии они потребляют 1.2 ампера(две параллельно) при 6.5 вольтах. В общем, задача стояла запустить этот БП с подключенной нагрузкой. Во-первых рассчитал его под больший ток.

Во-вторых, обмотку самозапита рассчитал так, чтоб напряжение питания контроллера было на грани максимально допустимого для него. У L6565 минимальное напряжение внутреннеого стабилитрона 18 вольт, при этом защита от пониженного питания срабатывает максимум при 10 вольтах. Поэтому некоторый запас есть, чтоб контроллер не выключился, пока лампы разогреваются. Но такая вольность лишила меня возможности сделать триггерную защиту на случай обрыва цепи обратной связи, которую я развёл на плате, но не запаял(ибо бессмысленно).

Далее я решил сделать отражённое напряжение побольше, что даёт два плюса. Во-первых, чем выше отражёнка, тем меньше обратка на вторичке. Т.е. хоть и советуют для высоких напряжений ставить две обмотки последовательно, я сделал одну и обошёлся одним диодом UF4007. Кроме того, чем выше отражённое напряжение, тем выше амплитуда паразитных колебаний, а значит есть возможность открывать ключ при низком напряжении на нём. Хотя в моём случае это не особо помогло и ключ открывается при 200 вольт на нём, давая эти мерзкие токовые выбросы до 0.5А(шунт у меня 3 ома) в момент открытия ключа

На этом плюсы повышенного отражённого напряжения заканчиваются. Во-первых, чем меньше индуктивность вторички, тем выше в ней пиковый ток. Хотя, 5-ти амперный диод Шоттки в корпусе SMB(SS54) нисколько не нагрелся за 10 минут питания двух 6н1п(1.2 Ампера). Во-вторых, чем меньше индуктивность вторички, тем быстрее дроссель отдаёт свою энергию в нагрузку. А нужно, чтоб это время было не ниже 3.5 микросекунд(т.н. blanking time контроллера), иначе ключ будет включаться не на первом колебании, а на втором и даже третьем. В принципе, на приведённой выше осциллограмме запас есть. Нагрузка была 2 6н1п по низковольному выходу и 15 килоом по высоковольтному(400 вольт). В общем, практика говорит, что можно было ещё поднять отражённое напряжение. Вот так кстати выглядит осциллограмма на высоковольтной вторичке

Чуть более 800 вольт от пика до пика. Конечно, с учётом небольшой осцилляции внизу возникает риск пробития диода, но пока до киловольта не дошло. Пульсации на выходе пока не измерял, но в целом это и не сильно критично, т.к. в любом случае будет ещё RC фильтр, ибо 400 вольт мне много, просто с запасом сделал. Загасить 50 вольт резистором при токе в 20 миллиампер расточительством не считаю.

Ну и теперь по запуску. В общем-то без плясок с бубном не обошлось, но все пляски заключались в том, что колбасило обратную связь. К своему стыду я не разобрался с темой по замедлению обратной связи, поэтому пришлось прибегнуть к бубну. В конечном итоге, решил заводить обратную связь не после дросселя, а до него, перерезав соответствующую дорожку и впаяв проводок.

В целом, я доволен результатом, хотя в симуляции при отражёнке в 300 вольт, колебания доходили практически до нуля. Видимо какой-то параметр не учёл в симуляции. Схему выкладывать смысла не вижу, т.к. она есть в даташите. Ну а номиналы подбирал под свою задачу. Думаю, врядли кого заинтересует БП с точно такими же параметрами. А так штука конечно же интересная.

По секрету скажу, что до этого пытался сделать квазик на супер «вумном» контроллере от Infineon с кучей защит и счётчиком паразитных колебаний, но оказалось, что для моей задачи он не годится, ибо куча защит и не дала ему запуститься на холодных лампах.

Квазирезонансные преобразователи с высоким КПД

Описываемое устройство обеспечивает исключительно высокий КПД преобразования, допускает регулирование выходного напряжения и его стабилизацию, устойчиво работает при вариации мощности нагрузки. Интересен и незаслуженно мало распространен этот вид преобразователей — квазирезонансный, который в значительной мере избавлен от недостатков других популярных схем. Идея создания такого преобразователя не нова, но практическая реализация стала целесообразной сравнительно недавно, после появления мощных высоковольтных транзисторов, допускающих значительный импульсный ток коллектора при напряжении насыщения около 1,5 В. Главная отличительная особенность и основное преимущество этого вида источника питания — высокий КПД преобразователя напряжения, достигающий 97…98% без учета потерь на выпрямителе вторичной цепи, которые, в основном, определяет ток нагрузки.

От обычного импульсного преобразователя, у которого к моменту закрывания переключательных транзисторов ток, протекающий через них, максимален, квазирезонансный отличается тем, что к моменту закрывания транзисторов их коллекторный ток близок к нулю. Причем уменьшение тока к моменту закрывания обеспечивают реактивные элементы устройства. От резонансного он отличается тем, что частота преобразования не определяется резонансной частотой коллекторной нагрузки. Благодаря этому можно регулировать выходное напряжение изменением частоты преобразования и реализовывать стабилизацию этого напряжения. Поскольку к моменту закрывания транзистора реактивные элементы снижают до минимума ток коллектора, базовый ток также будет минимальным и, следовательно, время закрывания транзистора уменьшается до значения времени его открывания. Таким образом, полностью снимается проблема сквозного тока, возникающего при переключении. На рис. 4.22 показана принципиальная схема автогенераторного нестабилизированного блока питания.

Основные технические характеристики:

Общий КПД блока, %…………………………………………………………92;

Напряжение на выходе, В, при сопротивлении нагрузки 8 Ом ……. 18;

Рабочая частота преобразователя, кГц…………………………………..20;

Максимальная выходная мощность, Вт…………………………………….55;

Максимальная амплитуда пульсации выходного напряжения с рабочей частотой, В

Основная доля потерь мощности в блоке падает на нагревание’ выпрямительных диодов вторичной цепи, а КПД самого преобразователя таков, что нет необходимости в теплоотводах для транзисторов. Мощность потерь на каждом из них не превышает 0,4 Вт. Специального отбора транзисторов по каким-либо параметрам также не требуется. При замыкании выхода или превышении максимальной выходной мощности генерация срывается, защищая транзисторы от перегревания и пробоя.

Фильтр, состоящий из конденсаторов С1…СЗ и дросселя LI, L2, предназначен для защиты питающей сети от высокочастотных помех со стороны преобразователя. Запуск автогенератора обеспечивает цепь R4, С6 и конденсатор С5. Генерация колебаний происходит в результате действия положительной ОС через трансформатор Т1, а частоту их определяют индуктивность первичной обмотки этого трансформатора и сопротивление резистора R3 (при увеличении сопротивления частота увеличивается).

Обмотка IV трансформатора Т1 предназначена для пропорцио-нально-токового управления транзисторами. Легко видеть, что мощный разделительный трансформатор Т2 и цепи управления переключательными транзисторами (трансформатор Т1) разделены, что позволяет значительно ослабить влияние паразитной емкости и индуктивности трансформатора Т2 на формирование базового тока транзисторов. Диоды VD5 и VD6 ограничивают напряжение на конденсаторе С7 в момент запуска преобразователя, пока конденсатор С8 заряжается до рабочего напряжения.

Дроссели LI, L2 и трансформатор Т1 наматывают на одинаковых кольцевых магнитопроводах К12х8хЗ из феррита 2000НМ. Обмотки дросселя выполняют одновременно, «в два провода», проводом ПЭЛШО-0,25; число витков — 20. Обмотка I трансформатора TI содержит 200 витков провода ПЭВ-2-0,1, намотанных внавал, равномерно по всему кольцу. Обмотки II и III намотаны «в два провода» — 4 витка провода ПЭЛШО-0,25; обмотка IV представляет собой виток такого же провода. Для трансформатора Т2 использован кольцевой магнитопровод К28х16х9 из феррита 3000НН. Обмотка I содержит 130 витков провода ПЭЛИ10-0,25, уложенных виток к витку. Обмотки II и III — по 25 витков провода ПЭЛШО-0,56; намотка — «в два провода», равномерно по кольцу.

Дроссель L3 содержит 20 витков провода ПЭЛИ10-0,25, намотанных на двух, сложенных вместе кольцевых магнитопроводах К12х8хЗ из феррита 2000НМ. Диоды VD7, VD8 необходимо установить на теплоотводы площадью рассеяния не менее 2 см2 каждый.

Описанное устройство было разработано для использования совместно с аналоговыми стабилизаторами на различные значения напряжения, поэтому потребности в глубоком подавлении пульсаций на выходе блока не возникало. Пульсации можно уменьшить до необходимого уровня, воспользовавшись обычными в таких случаях LC-фильтрами, как, например, в другом варианте этого преобразователя с такими основными техническими характеристиками :

Номинальное выходное напряжение, В………………………………………5,

Максимальный выходной ток, А……………………………………………… 2;

Максимальная амплитуда пульсации, мВ………………………………….50;

Изменение выходного напряжения, мВ, не более, при изменении тока нагрузки

от 0,5 до 2 А и напряжения сети от 190 до 250 В……………………150;

Максимальная частота преобразования, кГц……………………………. 20.

Схема стабилизированного блока питания на основе квазирезо-нансного преобразователя представлена на рис. 4.23.

Выходное напряжение стабилизируется соответствующим изменением рабочей частоты преобразователя. Как и в предыдущем блоке, мощные транзисторы VT1 и VT2 в теплоотводах не нуждаются. Симметричное управление этими транзисторами реализовано с помощью отдельного задающего генератора импульсов, собранного на микросхеме DDI. Триггер DD1.1 работает в собственно генераторе.

Импульсы имеют постоянную длительность, заданную цепью R7, С12. Период же изменяется цепью ОС, в которую входит оптрон U1, так что напряжение на выходе блока поддерживается постоянным. Минимальный период задает цепь R8, С13. Триггер DDI.2 делит частоту следования этих импульсов на два, и напряжение формы «меандр» подается с прямого выхода на транзисторный усилитель тока VT4, VT5. Далее усиленные по току управляющие импульсы дифференцирует цепь R2, С7, а затем, уже укороченные до длительности примерно 1 мкс, они поступают через трансформатор Т1 в базовую цепь транзисторов VT1, VT2 преобразователя. Эти короткие импульсы служат лишь для переключения транзисторов — закрывания одного из них и открывания другого.

Базовый ток открытого управляющим импульсом транзистора поддерживает действие положительной ОС по току через обмотку IV трансформатора Т1. Резистор R2 служит также для демпфирования паразитных колебаний, возникающих в момент закрывания выпрямительных диодов вторичной цепи, в контуре, образованном межвитковой емкостью первичной обмотки трансформатора Т1, дросселем L3 и конденсатором С8. Эти паразитные колебания могут вызывать неуправляемое переключение транзисторов VT1, VT2. Описанный вариант управления преобразователем позволяет сохранить пропорционально-токовое управление транзисторами и, в то же время, регулировать частоту их переключения с целью стабилизации выходного напряжения.

Кроме того, основная мощность от генератора возбуждения потребляется только в моменты переключения мощных транзисторов, поэтому средний ток, потребляемый им, мал и не превышает 3 мА с учетом тока стабилитрона VD5. Это и позволяет питать его прямо от первичной сети через гасящий резистор R1. Транзистор VT3 является усилителем напряжения сигнала управления, как в компенсационном стабилизаторе. Коэффициент стабилизации выходного напряжения блока прямо пропорционален статическому коэффициенту передачи тока этого транзистора.

Применение транзисторного оптрона U1 обеспечивает надежную гальваническую развязку вторичной цепи от сети и высокую помехозащищенность по входу управления задающего генератора. После очередного переключения транзисторов VT1, VT2 начинает подзаряжаться конденсатор СЮ и напряжение на базе транзистора VT3 начинает увеличиваться, коллекторный ток тоже увеличивается. В результате открывается транзистор оптрона, поддерживая в разряженном состоянии конденсатор С13 задающего генератора. После закрывания выпрямительных диодов VD8, VD9 конденсатор СЮ начинает разряжаться на нагрузку и напряжение на нем падает. Транзистор VT3 закрывается, в результате чего начинается зарядка конденсатора С13 через резистор R8. Как только конденсатор зарядится до напряжения переключения триггера DD1.1, на его прямом выходе установится высокий уровень напряжения. В этот момент происходит очередное переключение транзисторов VT1, VT2, а также разрядка конденсатора СИ через открывшийся транзистор оптрона.

Начинается очередной процесс подзарядки конденсатора СЮ, а триггер DD1.1 через 3…4 мкс снова вернется в нулевое состояние благодаря малой постоянной времени цепи R7, С12, после чего весь цикл управления повторяется, независимо от того, какой из транзисторов — VT1 или VT2 — открыт в текущий полу период. При включении источника, в начальный момент, когда конденсатор СЮ полностью разряжен, тока через светодиод оптрона нет, частота генерации максимальна и определена в основном постоянной времени цепи R8, С13 (постоянная времени цепи R7, С12 в несколько раз меньше). При указанных на схеме номиналах этих элементов эта частота будет около 40 кГц, а после ее деления триггером DDI.2 — 20 кГц. После зарядки конденсатора СЮ до рабочего напряжения в работу вступает стабилизирующая петля ОС на элементах VD10, VT3, U1, после чего и частота преобразования уже будет зависеть от входного напряжения и тока нагрузки. Колебания напряжения на конденсаторе СЮ сглаживает фильтр L4, С9. Дроссели LI, L2 и L3 — такие же, как в предыдущем блоке.

Трансформатор Т1 выполнен на двух сложенных вместе кольцевых магнитопроводах К12x8x3 из феррита 2000НМ. Первичная обмотка намотана внавал равномерно по всему кольцу и содержит 320 витков провода ПЭВ-2-0,08. Обмотки II и III содержат по 40 витков провода ПЭЛ1110-0,15; их наматывают «в два провода». Обмотка IV состоит из 8 витков провода ПЭЛШО-0,25. Трансформатор Т2 выполнен на кольцевом магнитопроводе К28х16х9 из феррита 3000НН. Обмотка I — 120 витков провода ПЭЛШО-0,15, а II и III — по 6 витков провода ПЭЛ1110-0,56, намотанных «в два провода». Вместо провода ПЭЛШО можно использовать провод ПЭВ-2 соответствующего диаметра, но при этом между обмотками необходимо прокладывать два-три слоя лакоткани.

Дроссель L4 содержит 25 витков провода ПЭВ-2-0,56, намотанных на кольцевой магнитопровод К12х6х4,5 из феррита 100НН1. Подойдет также любой готовый дроссель индуктивностью 30…60 мкГн на ток насыщения не менее 3 А и рабочую частоту 20 кГц. Все постоянные резисторы — MJIT. Резистор R4 — подстроенный, любого типа. Конденсаторы С1…С4, С8 — К73-17, С5, С6, С9, СЮ — К50-24, остальные — КМ-6. Стабилитрон КС212К можно заменить на КС212Ж или КС512А. Диоды VD8, VD9 необходимо установить на радиаторы площадью рассеяния не менее 20 см2 каждый. КПД обоих блоков можно повысить, если вместо диодов КД213А использовать диоды Шоттки, например, любые из серии КД2997. В этом случае теплоотводы для диодов не потребуются.